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场效应管参数用于D类音频功率放大器设计的探讨
场效应管参数用于D类音频功率放大器设计的探讨
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　　下文就怎样选择MOSFET管的主要参数用于D类音频功率放大器设计进行探讨　　　　D类声频放大器是一由脉宽调制器（其开关频率达几百千赫）、功率桥式电路和低通滤波器组成的开关放大器。这类放大器已经被证明具有非常好的性能。它包括能量转换效率超过90%．少于0.01%的THD(总谐波失真)．并且设计得好的放大器可取得低的EMI（电磁干扰）噪声电平。D类声频放大器理论细节可在相关资
　　下文就怎样选择MOSFET管的主要参数用于D类音频功率放大器设计进行探讨　　　　D类声频放大器是一由脉宽调制器（其开关频率达几百千赫）、功率桥式电路和低通滤波器组成的开关放大器。这类放大器已经被证明具有非常好的性能。它包括能量转换效率超过90%．少于0.01%的THD(总谐波失真)．并且设计得好的放大器可取得低的EMI（电磁干扰）噪声电平。D类声频放大器理论细节可在相关资料中获取。　　　　使放大器达到高性能水平的主要因素是功率开关电桥电路的开关器件。为改善放大器性能，开关器件的功率损失、延迟时间、电压电流暂态尖峰等都应尽可能减至最低。因此．D类放大器要求开关器件具有低的电压降、快速导通和关断的开关时间以及低的寄生电感。　　　　因为MOSFET的开关速度快，此器件已经被证明是这类放大器最好的开关器件选项。它是一个多数载流子器件，其开关时间跟其他器件（例如IGBT或者BJT）比较更快，会导致更好的放大器效率和线性度。
　　D类声频放大器用MOSFET关键电参数如同任何其他应用一样．MOSFET的选定应在基本放大器规格说明里进行。因此像放大器的输出功率、负载阻抗（如lOOW/8&O）、功率桥式电路拓扑(即全桥或者半桥），以及调制系数（如80%一90%)等信息在指定器件之前都应该知道。　　　　漏一源击穿电压．BV Dss放大器工作电压确定着MOSFET额定电压的选择。不过，其他有关电路设计因素也应该被考虑中，例如杂散阻抗( stray& resistance)和因杂散电感和电源波动引起的MOSFET开关峰值电压。否则．MOSFET的放大器性能下降，工作期可能处在雪崩状态中。　　　　因此，欲使放大器获得指定的输出功率、负载阻抗、功率桥型电路拓扑、调制系数，应选择最小的BVDSS，并且还有一另外符合电路问题的要素f常使用lO%一50%）．公式如下：
　　与电路相关的附加因数左表是选定最小MOSFET电压额定值用于不同输出功率D类放大器的实例。　　　　值得注意，应选择尽可能的低BVDss，因为此参数与其他参数有关，例如RDs(on)，RDS(on)愈高则BVDss愈高，这样MOSFET的各种功率损失就愈高。因此，在选择时应该给予充分考虑。　　　　总之．MOSFET的额定电压应该根据放大器工作电压来选择。应该使此额定电压足够高以避免在工作期间器件滑人雪崩状态。　　　　静态漏一源接通电阻．RDS(on)放大器效率与MOSFET总功率损耗有关。这些功率损耗是MOSFET传导损耗、开关损耗和器件门极充电的损耗。而且．MOSFET的结温TJ和散热器尺寸取决于这些功率损耗数量。高的功率损耗增加TJ，因此．就增加了散热器尺寸。
　　MOSFET的传导损耗直接与RDS(on)参数有关。　　　　RDS(on)是器件的漏源阻抗。对标准MOSFET门极而言，器件参数表规定典型值在25℃时VGs=l0v。　　　　RDS(on)跟漏电流一起在放大器工作期间定义着MOSFET的传导损耗，并且可计算如下：PcoNDucnoN=(IDRMS)2xRDS(ON)RDS(on)与温度有关，当TJ增加时而增加。必须留心计及热设计，以避免器件发生热击穿。另外重要的是，最高MOSFET结温TJ max，在放大器操作所有条件下都不应该比在器件datasheet里指定的高。然后，最大MOSFET传导损耗的计算应该在最高放大器操作条件下进行，使用通常在dataahee表中指定的Tj max下的RDS(on)，和最大IDRMS电流。　　　　因此，较低的RDS(on)导致较低的MOSFET传导损耗，从而改善了放大器的效率。这可由图1说明。　　　　较低的RDS(on)=＞较低的PConDUCnoN=＞较好的效率门板电荷，Qg金属氧化物半导体场效应晶体管的门极电荷Qg．是门极欲完全接通MOSFET所需的电荷。　　　　这个参数是与温度无关的，并且直接与MOSFET的速度有关。较低的Qg导致更快的开关速度和较低的门板损失。因而，可以获得更低的开关损失和更好的效率。　　　　MOSFET的开关损耗被定义为：PTOTAL开关=PswitchunS+ PGAte　　　　　　开关总损耗起因于MOSFET接通开关时间和关断开关时间，如图2所示。总开关损耗通过开关能量Esw．与放大器PWM开关频率fsw相乘而计算。
　　并且，如下式可获得开关能量Esw，
& & 式中，t是开关脉冲的宽度。　　　　MOSFET可接受的开关损耗评估可以通过使用放大器的说明书和MOSFET的参数表来进行，如下式所示：
　　式中．Vbus是放大器的供电总线电压，tr和tf分别是MOSFET的上升时间和下降时间．Coss是MOSFET的输出电容，Qrr是MOSFET内体二极管的反向恢复电荷，而K是由于MOSFET的TJ和具体放大器条件比如IF和dlF/dt所决定的一个因子。　　　　门极损失可由下式评估：
　　　　式中，Vdriver是门极驱动电压。
　　此外，像MOSFET接通时间和断开时间的延迟引起的开关时间错误还影响放大器的线性度。这蕴含着，较高的Qg也影响放大器线性度。　　　　但是，由MOSFET开关引起的这几种定时错误同死区时间相比并不那么显着，可以通过选择正确的死区时间值而显着降低。这可由图3和图4加以说明。
　　因此，MOSFET的Qg;与放大器效率和线性度有关。不过，与影响线性度相比而言，它更严重影响放大器的效率。因为线性度可以优化死区时间而改进，Qg大体上要低些才能使MOSFET总开关损耗变低并且增加放大器效率。这由图5加以说明。
　　体内二极管反向恢复电荷．Qrr由于固有设计，MOSFET内建有一反向二极管，并且它的反面恢复特性与放大器的性能休戚相关。反向恢复电荷Qrr定义为trr期间在Irr下的区域，这可由图6说明。QIT主要由IF和dIF／dt确定。它是一个与温度有关的参数，当Tj增加时它就增加。
　　　　Qrr影响放大器的效率和EMI（电磁干扰）性能。跟效率有关系是由于功率桥式电路组态的缘故。在工作期间．MOSFET的体内二极管产生的反向恢复电流影响着转换电流，也流进互补MOSFET的桥式电路，由于电流增加引起接通开关损耗的增加。这可在图7加以说明。不过，同放大器的线性相类似，由于Qrr降低，选择正确的死区时间可改善效率。死区时间的减少引起转换电流更多的时间流进MOSFET沟道．减低了MOSFET体内二极管电流的脉宽，因此，少数载流子电荷和QIT滞留，更小的死区时间可能引起器件直通灌流，如图8所示。这一状态对功率桥MOSFET有危险，并退化放大器的性能。所以，最佳的死区时间有助于降低Qrr并且改善高效率和线性度。这可在图9加以说明。　　　　Qrr也与放大器EMI（电磁干扰）性能有关。　　　　大的恢复电流dlrec/dt(也就是更快的tb)产生更大的dVrec/dt．这导致了MOSFET更大的高频电流和电压振铃暂态。
&　　因为放大器电路中MOSFET的杂散电感和杂散电容，增加了放射和传导的EMI噪音。因此，做到较小和软性的恢复是基本原则，可以避免各类暂态而改善EMI的性能。　　　　因此，由于降低了MOSFET开关损耗和电流电压暂态振铃，更小和更软性的反向恢复改善了放大器效率和EMI性能。
　　器件内部的门极电阻RC(i呲)是一个与温度有关的参数，它随着温度升高而升高。这个参数影响着MOSFET导通和关断的开关时间。较高的RG(int)增加了门极的总电阻，降低了门极电流（如图10所示），于是增加了开关时间。因此，也就增加了MOSFET的开关损耗。而且，RG(int)较大范围内的变化影响死区时间控制。因此，RG(int)参数分配应该计及考虑放大器性能的变化。
　　　　MOSFET的封装MOSFET封装的选择是特别重要的．因为它显着影响放大器的性能和成本。封装的各特性（例如尺寸、功率耗损能力、电流容量、内电感和内阻抗、电气绝缘和安装过程等）对确定印刷电路板和散热器尺寸、装配工艺和MOSFET电参数等至关重要。　　　　众所周知，封装热阻R&jc对MOSFET性能方面的的重要性。主要是因为较低的R&Je在工作期间降低了MOSFET的结温TJ，于是改进了MOS．FET的可靠性和型能。
　　此外，放大器电路的杂散电感和杂散电容也影响EMI性能。内部的管壳电感能对EMI噪声产生显着的影响。图11显示两个具有相同MOSFET注模(DirectFET(TM) MOSFET《1nH)vs T0-220(-12nH)和不同内电感封装的EMI的噪音比较。从这种比较，可以观察到DirectFET MOSFET表现出更好的EMI性能。噪声大约比T0-220低9dB，即使当DirecFET MOSFET的上升和下降时间比T0-220快3倍的时候也是如此。
　　　　概要起来，正确的封装选择可改进放大器的可靠性、性能和生产成本。　　　　最高结温．TJ最高结温TJ是没有直接与放大器性能有关的一个参数。不过，需指定特别的最高值，因为这对确定散热器尺寸非常重要。随着MOSFET器件具有较高的TJ MAX，可允许较高的功率损耗。因此，允许放大器使用较小尺寸的散热器从而降低了放大器的体积和成本。　　　　圜际整流器公司fIR）产数字音频用MOS-FET国际整流器公司(IR)产数字音频用MOS-FET是专为D类声频放大器应用而设计的器件。它的参数设计最佳从而可改善放大器的性能，这个目标是通过专用放大器规格而选择正确的尺寸注模( die size)而达到的。
　　因此，这个最佳的尺寸注模将导致较低的MOSFET功率损耗。一个这样的例子示于图12。　　
　　此外．IR公司数字音频用的MOSFET能保证在175℃的最高TJ有最大的RG(int)和较低的Qrr，像DirectFET MOSFET那样有非常有效的封装来装配功放。这些特征的综合使得这种MOSFET成为D类声频放大器应用非常高效、强壮和可靠的器件。　　　　结论　　　　MOSFET有许多关键参数，例如BVDss.RDS(on)、Qg、Qrr、RG(int)、TJ max以及封装，这些都与D类声频放大器性能、尺寸大小和，或成本有关。这些参数的正确选择可以改善放大器性能并且降低它的尺寸和戚成本。IR公司推出的数字音频用MOSFET已使上述关键参数最佳化，这样就能使放大器获得最好的性能。
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&&& 目前，处理器性能的主要衡量指标是时钟频率。绝大多数的集成电路 （IC） 设计都基于同采用6n2电子管靓声胆前级设计方法
一、电子管前置放大器设计要点
电子管是一种输入阻抗高、工作电压高、容易老化的放大器件，设计制作一台够得上Hi-Fi 标准的电子管前置放大器要比晶体前置放大器相对难度大。
设计时特别注意下面几点：
1。合理选用电子管：电子管的品种及型号很多，每种电子管都有不同的性能、结构、工作条件及使用场合，且有一定的音色差别。正因为这样，不同的电子管不能简单地互换使用。在前置放大器中，一般应选用三极管，因为三极管的线性好，噪声较小，放大倍数不会过高，用于音频放大可获得较好的综合性能和音质，电路也比较简洁。三极管型号有多种，具体选用哪种型号则应根据电路结构和增益来决定。三极管放大器的增益一般为0.6 &左右，而其&值大都20~100之间，故放大倍数一般不会超过70. 若电路只须一级放大，可选用&值较高的三极管，多级放大器则以选用中&或低&管为宜，以求得较好的稳定性。一些欧美品牌老式电子管被媒体炒得滚热，价格连翻数番，似乎只有这些品牌的管子最靓声，其实这里包含了不少人为炒做因素。
我国也有几十年生产电子管的历史经验，是世界上生产电子管的大国，管子的寿命已可达一万甚至十万小时以上，不少品牌同样被国外发烧友视为珍品。 因而在选用时应科学、理智地看待这一问题，避免人云亦云，偏听偏信。就三极管而言，国产6N1 、6N2 、6N3 、6N4 、6N6 、6N11等均是性能相当不错的管子，只要运用合理，同样可以获得非凡的音质。更何况现在网路上流行的许多国外二手管其使用性能几乎到了生命的尽头。
本次制作用管锁定在6N2，6N2是一款很优秀的音频放大管，它与12AX7 的参数基本一致，音色相近，仅灯丝接脚不同，在使用中代换12AX7也极为简便。6N2-PDF文件
6N2外型（上海）
6N2外型（曙光）
6N2外型（北京）
2。正确选择工作点：与晶体管一样，电子管放大器的工作点也应选择适当，才有最低的失真和较大的动态范围。由于每种电子管的特性曲线都不尽相同，因而有各自的最佳工作点。选择时应按照手册给出的特性曲线和既定的方法执行，确保电子管在动态范围内能工作于最佳状态。但音响器材被用来还原音乐的，忠于原作是它的天职，完成产品的技术规范是设计者的不二准则，但它的制造又有别于一般电器设计，在技术规范的基础上还需要产品的&艺术灵性&。
电子管的电压放大，在栅极电压有一微小的变化时，其屏极就会产生较大的变动，换言之，栅极电压对屏极电流的影响是非常大的，在栅极电路无音频信号输入时，屏流为稳定的直流，且栅压越负其屏流就越小，当栅压负到一定程度时，屏流将等于零处于截止状态，如果栅极电路中输入音频信号U时，栅极与阴极之间的电位就会不断变化，屏流也随之产生变动，在屏极电路的Rl上，除了它本身工作电源的直流压降外，还增加了一个音频交流压降，我们适当选取Rl的数值，即可得到放大的信号电压。
在实际制作中发现采用不同品牌的国产6N2其实际特性相差极大（下文再详述），从另一方面也反影出个别国产品牌器件的素质差别。
特性曲线（0）
特性曲线（1）
特性曲线（2）
特性曲线（3）
特性曲线（4）
3。采用行之有效的降噪措施：电子管的输入阻抗很高，且须对阴极加热，极易感应或引入各种交流干扰噪声，故电子管放大器的信噪比（S/N ）很难做好，对于前置放大器更是如此。
目前，比较有效的降噪措施主要有：
（1 ） 用稳压电源为灯丝供电。旁热式电子管一般采用交流电源给灯丝供电。这样，由于灯丝与栅极之间寄生电容的存在，交流电对该电容充放电，便会在栅极电阻上产生电压降，导致较大的交流声。此外灯丝在正常工作温度下会发射少量的电子（尤其是灯丝两端）。这些电子飞到阴极套筒内壁，再经阴极电阻入地形成交流干扰，若阴极电容容量不大或无阴极电容，这种交流干扰就得不到有效抑制。若采用直流稳压电源，如用三端稳压块均构成的稳压电源为灯丝供电，便何避免上述原因引起的交流声，使S/N 得到明显改善。
（2 ） 降低灯丝与栅极之间的电位。若不想采用直流稳压为灯丝供电，可采用传统的方法在灯丝电源两端并联一只（50~100）&O的线绕电位器，并将滑动臂接地，以降低灯丝与阴极之间的电位，减轻交流供电对S/N 的影响。此外，将输入级电子管的灯丝脚之一接地也可收到类似的效果。
（3 ） 给灯丝绕组的中心抽头加一定的正电压加正电压的目的是使灯丝对阴极为正电位，把灯丝发射的电子重新拉回灯丝，抑制灯丝发射电子产生的交流声。此外，在允许值内适当降低灯丝的供电电压也有一定效果。
（4 ） 改善屏极电源的滤波效果。如今，高耐压、大容量的电解电容已唾手可得，屏极电源滤波电容的容量可以用得大一点，如用220 &F 以上的。若是多级放大器，则可采用分要级退耦滤波的方法来改善屏极电源的滤波效果。要求较高的还可采用扼流圈滤波方式，直至采用稳压电源供电。
（5 ） 减小杂散电磁场对电路的干扰。电磁场干扰也是影响S/N 的主要因素，因而，高质量的前置放大器应采用电磁干扰小的电源变压器，栅极信号引线应尽量短，并使用屏蔽线。输入级电子管最好加上屏蔽罩。灯丝引线要绞合起来，并远离栅极。
（6 ） 避免地线回路的干扰接地不当的放大器。通过地线回路窜入栅极回路的各种交流干扰对S/N 的影响可能比其他因素更大，应引起高度重视。对于较为简单的放大器来说，避免地线干扰最有效的方法是采用一点接地，即输入信号与栅极电阴、阴极电阴、阴极电容的接地点焊在一点上，然后与电源滤波电容的接地点连接，再与机壳相联。对于多级放大器，可先将各级的接地点分别汇集于一点，再按从前级到后级的顺序将各级的接地点与电源地连接起来，然后再与机壳相连。与机壳相连的最佳点可能是电源地端或输入地端，究竟哪个更好一般由实验确定。
⒋确保阻容件有足够的散耗功率或耐压
前置放大器电子管的工作电流虽只有几个毫安，但屏极电源电压一般都在200V以上，功耗仍相当可观。故应保证电路中所用电阻的散耗功率和电容的耐压足够大。选用时，两者的取值一般应为实际功耗和所加电压的两倍以上。否则，可靠性将降低。
二、三极管前置电压放大电路的分析计算
三极管电压放大电路通常由一级或多级阻容耦合电压放大电路和阻抗变换电路组成，有的还加有负反馈电路。掌握这些基本电路的原理和计算方法，便可根据实际需要设计出种各样的前置放大器。
电压放大电路常用的有共阴极放大电路和SRPP放大电路。下面就其工作原理与计算方法两方面分别简单介绍。
A） 阻容耦合共阴极放大电路
共阴极放大电路可以由三极管或五极管构成，但五级管构成的共阴电路由于噪声较大，一般只用于后级放大器。
① 工作原理
当在电子管栅极加入信号电压后，便使屏极回路产生肪动的电流ia，ia流经Ra时，在Ra上产生电压降Ua，这就是被放大了的信号电压。其振幅的相位变化与ia相反。当屏压从高变低时，电容Ca放电；屏压从低变高时，电容Ca充电。充、放电电流注经RL时，在RL上产生的电压降U。便是电路的输出信号电压。若放大器由两级共阴电路构成，则RL便是第二级电子管的栅极电阴Rg，输出信号电压U。将加入第二级电子管栅极作进一步的放大。
② 计算方法
作为高保真的电子管放大器，我们希望其频响尽可能宽些。电子管的低频响应主要由输入耦合电容Cg、输出耦合电容Ca及阴极旁路电容Ck决定，其中Cg与Ca取值应满足下式要求，即：
Cg（Ca）&1/2&fLRg
式中，fL放大器的下限频率，一般取20Hz，Rg为栅极偏置电阻的值，计算Ca时，Rg为后面一级电子管的栅极偏置电阻的值。阴极电阻Ck则可用下式估算：
Ck&（3~5）/2&fLRk
而高频响应主要由负载电阻R&a。及分布电容Co决定。其高端截止频率为：
fH =1/2&R&aCo
可见Co或R&a越小，频响越宽。其中Co的值视所用电子管及电路形式而有一定差异，它约等于屏极输出电容和下一级栅极输入电容的和。因而应选用输入、输出电容均较小的电子管，并且应尽可能减小由布线形成的分布电容。而R&a较时，虽对高频响应有利，但也不能过小，因为电子管的电压放大倍数KO=SR&a，R&a较小时，KO在数值上等于内阻Ri、Ra及下一级栅极电阻的并联值，即：
1/ Ugm2=1/Ra+1/Ri+1/R&a
Ra的值可在（50~500）K&O之间选取，而R&a的最大允许值一般为：
R&a=Ri&&a/（CoRi&&a）
式中，&a为电子管屏极时间常数，其值为：
式中，M为频率畸变系数，一般取1.1~1.26。
电子管的栅偏压可用下式求出，即：
Eg&1+Ugm2/0.7&
式中，Ugm2为下级所需的最大输入电压或本级的输出电压，&为手册给定的放大系数。栅负压的绝对值一般应比输入信号电压振幅大（0.5~1）V，以免阴极发射的电子打到栅极上，出现栅流。
一般情况下，下一级的栅极电阻和本极的交流屏压可分别取：
R&a =（5~10）Ra
Ua =（0.33~0.5）Ea
栅负压确定后，可在电子管屏极特性曲线上作出静、动态负载线，并在其工作点上求出Ri、S、&分贝值。若Ri与上面的设定值相差很大，则R&a应重新计算。
这时，可用下式计算出中频区的电压放大系数Kz。
Kz=&/（1+Ri/Rg+Ri/Ra）
再根据工作点电流Io与栅负压求出阴级自偏压电阻的值，即
由于电子管特性曲线的非线性,会导致Ia与Ug不比例的输出电流波形，产生非线性失真。此时，若用动特性曲线的线段代替表示电流的纵坐标来分析其非线性失真会更方便些，所以，这些电流值可用对应的线段来表示，线段的不对称程度，反映了非线性失真的大小。
B） SRPP电压放大电路
1）该电路特殊的电路结构原是为高频放大器设计的，由于它具有失真低，噪声小，频响宽等特点，能适应高保真要求，因此被许多现代电子管音频放大器所采用。
上管、下管的直流通路串联。下管构成三极管共阴极电压放大电路，上管构成阴极输出电路，且作为下管的恒流负载。其输入信号由下管的屏极提供，然后由上管的阴极输出。由于阴极跟随器的电压放大倍数接近1，这种电路的电压放大倍数取决于下管，与一般三极管放大电路差不多，但其输出阴抗很低，带载能力大为提高，易于和低阻负载匹配。由于上管、下管的电压一并由上管的阴极输出，故这种电路又称为并联调整式推挽电路。其特殊的结构减轻了电子管分布电容对高频的影响，高频响应可比一般三极管电路宽三个倍频以上，但由于上管阴极电压约为1/2 Ea，已超过一般电子管阴极、灯丝间的限压值，故应用时最好让灯丝带70V左右的正电位悬浮工作，否则，可靠性较差。
2）计算方法
由于无负反馈时，Ri=△Ua/△Ia；有负反馈时屏流为△Ia/（1+S RK）。所以，上管的内阻
Ri=△Ua/[△Ia/（1+S RK）]= Ra+&RK
这个Ri即为下管的负载，它在交流时等效并联于下管的屏极，故电压放大倍数
KV=SRa（Ra+&RK）/（Ra+ Ra+&RK）
=&（Ra+&RK）/（2Ra+&RK）
考虑到负载接入时，放大倍数会有所降低，这时
KV=&（Ra+&RK）/（Ra+RK）（Ra+RL+1）（Ra+&RK）
电路的输出阻抗等Ro等于输出电压的变化量△Uo与上管、下管的总电流变化量△I1、下管产生的电流变化量△I2之和的比值。即：
Ro=△Uo/（△I1+△I2）
经过一系列推导，可得：
Ro=Ra（Ra+RK）/[2Ra+（1+&）RK]
其他参数的计算可参考三极管电压放大电路的计算方法进行。
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我是学电工的，中级，学到的 二极管 三极管 晶闸管 但结晶体管 电容，都是做什么用的 请高手指教。
提问者采纳
最显著的特性是具有电流放大和开关作用，旁路，有单双向之分，最显著的特点是给个触发信号后导通，最显著的特性是通交流阻直流，退耦，常用来放大微弱信号，耦合，MOS管和三极管作用一样，箝位等三极管，常用来当做开关，常用来滤波，又叫可控硅。后面那个我不知道你说的是什么补充个MOS管，常常用来整流，而MOS是电压控制电容这个一两句话俺是说不清楚的二极管，电子开关等晶闸管，最主要的特性是单向导电性，不同的是三极管是电流控制
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