【图文】第2章 高频小信号放大电路_百度文库
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第2章 高频小信号放大电路
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高频小信号放大器习题
&&哈尔滨工程大学高频电子线路基础配套习题部分解答
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示波器显示幅值随频率增大衰减严重
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示波器显示的函数信号发生器输出幅值，随函数信号发生器输出频率增大而减小，输出频率达到2M以上衰减严重。是什么原因？ 是示波器还是信号发生器跟不上频率增加？ 跪求解决方法！！！！！
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示波器本身的带宽和探头的电容电感导致的。
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在测量频率大于1M 的波形时示波器的探头要打到x10档
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不懂，看下，路过
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回复 沙发 ssawee 的帖子
示波器上写的带宽是20M，函数信号发生器是15M，应该是够的，可是实际不对啊
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回复 板凳 farme 的帖子
输入的是10mV的小信号，x10档就看不到了
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回复 6楼 bestmelon 的帖子
你可以用个大信号试验一下，当频率大一1M的时候，x1当衰减很大，而x10衰减很小。对以你的小信号输入，我也想不出别的办法，但是上M得信号肯定是要用x10档的。（至于具体原因我也不大懂，我是在测试过程中发现，上M的信号要用x10档其衰减更小）
[ 本帖最后由 farme 于
22:09 编辑 ]
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回复 5楼 bestmelon 的帖子
你读读示波器的探头的说明书就知道探头的电容有多大了。
一般不衰减的时候有100多pf
输出的是2MHz的方波？
20MHz带宽指的是20MHz的正弦波功率衰减一半，也就是读出的20MHz电压是原来的根号二分之一
方波是很多频率的谐波之和。
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如果想测很弱的高频信号，需要使用高频探头。
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MOS管的高频小信号电容
从MOS管的几何构造及工作原理能够发现，MOS管存在着多种电容，这会影响MOS管的高频性能。
依据MOS管的几何构造构成的各类电容如图1.5所示，详细为：
(1)栅与沟道之间的栅氧电容C2=WLCox，其中Cox为单位面积栅氧电容ε0x/tox。
(2)沟道耗尽层电容C3=W）：其中q为电子电荷，εsi硅的介电常数，Nsub为衬底浓度，φF为费米能级。
(3)交叠电容（多晶栅掩盖源／漏区所构成的电容），每单位宽度的交堯电容记为Col，由于是环状的电场线，Col不能简单计算得到，且它的值与衬底偏置有关。交叠电容主要有栅/源交叠电容Cl= WCol与栅／漏交叠电容C4= WCol。
(4)源／漏区与衬底间的结电容：Cbd, Cbs，即为漏极、源极与衬底之间构成的PN结势垒电容，这种电容普通由两局部组成：一局部是垂直方向（即源／漏区的底部与衬底间）的底层电容，以单位面积PN结电容Cj权衡；另—局部是源／漏区的周围与衬底间构成的横向圆周电容，以单位长度结电容Cjs来衡最。单位面积PN结的势垒电容Cj可表示为:
Cj=Cjo/[1+VR/φB]m
式(1.1)中Cjo为PN在零偏电压时单位底面积结电容（与衬底浓度有关），VR是加于PN结的反偏电压，φB是漏／源区与衬底问的PN结接触势垒差（普通取0.8V），而m是底面电容的梯度因子，普通取介于0.3～0.4间的值。
因而，MOS管源／漏区与衬底间总的结电容可表示为：
CBD.BS=WHCj+2（W+H）Cjs
式(1.2)中H是指源、漏区的长度，W是MOS管的宽度。
由式(1.2)可发现：不同MOS管的源/漏区的几何外形，即不同的源／漏区面积和圆周尺寸值，存在着不同的结电容。在总的宽长比相同的状况下，采用并联合构，即MOS管的H不变，而每一个MOS管的宽为原来的几分之一，则MOS管的源／漏区与衬底间总的结电容比原构造小。
例1.2 分别求出以下三种条件下MOS管源／漏区与衬底间总的结电容(假定任何，个MOS管的源／漏区的长度都为H)：
①(W/L)=100的一个MOS管；
②(W/L）1，2=50两个MOS管并联；
③(WIL)1～5=20的5个MOS管并联。
解：为了计算便当，假定一切MOS管的沟道长度L=0.5μm，H=lμm则有
①CBD,BS:WHCj+2(W+H)Cjs=200Cj+402Cjs
所以总的源／漏区与衬底问的结电容为Cbd+Cbs=400Cj+804Cjs
②Cbdl, 2=Cbs1=Cbs2=100Cj+202Cjs
所以总的源／漏区与衬底间的结电容为Cbd1十Cbs1+Cbd2=300Cj+606Cjs
③Cbd1,2=Cbd3,4=Cbd5=Cbs1=Cbs2,3=Cbs4, 5=40Cj+82Cjs
所以总的源／漏区与衬底间的结电容为
Cbdl,2+Cbd3, 4+Cbsl+Cbs2, 3+Cbs4,5+Cbd5=240Cj+492Cjs
2．MOS管的极间电容及其随栅／源电压的变化关系
由于在模仿集成电路中，MOS管普通以四端器件出现，因而在实践电路设计中主要思索MOS管每两个端口之间存在的电容，如图1.6所示，源／漏两极之间的电容很小可疏忽不计，这些电容的值就是由前面剖析的各种电容组合而成，由丁在不同的工作区时MOS管的反型层厚度、耗尽层厚度等不同，则相应的电容也不相同，所以关于MOS管的极问电容能够分为三个工作辨别别停止讨论。
漏／源之间没有构成沟道，此时固然不存在反型层，但可能产生了耗尽层，则有栅／源之间、栅／漏之间的电容为：CGD=CGS= WCol；
栅极与衬底间的电容为：CGB=（WLCox)Cd/(WLCox+Cd)，即栅氧电容与耗尽层电容Cd的串联，其中乙为沟道的有效长度，且
CSB与CDB的值分别是源极、漏极与衬底间电压的函数，能够由式(1.2)求解出。
在此工作区，MOS管的沟道在漏端曾经发作夹断，所以栅／漏电容CGD大约为WC同时MOS管的有效沟道长度缩短，栅与沟道间的电位差从源区的VGS降落到夹断点的VGS-Vth导致了在栅氧下的沟道内的垂直电场的不分歧，能够证明此时MOS管的栅+源间电容除了过覆盖电容之外的电容值可表示为(2/3)N1Cox。因而
CGS=2WLCox/3+WCol & &(1.3)
(3)深线性区
在此工作区，漏极D与源极s的电位简直相同，栅电压变化AV时，惹起等量的电荷从 源极流向漏极，所以栅氧电容（栅与沟道间的电容）WLCox、F均分为栅／源端之间与栅／漏端之间的电容，此时栅／源电容与栅／漏电容可表示为
CGD=CGS=WLCox/2+WCol
当工作在线性区与饱和区时，栅与衬底间的电容常被疏忽，这是由于反型层在栅与衬底间起着屏蔽作用，也就是说假如栅压发作了改动，导电电荷的提供主要由源极提供而流向漏极，而不是由衬底提供导电荷。
CGD与CGS在不同工作区域的值如图1.7所示，留意在不同的区域之间的转变不能简单计算得到，只是依据趋向停止延伸而得。
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Copyright (C)2015 深圳市可易亚半导体科技有限公司高频实验一高频小信号调谐放大器实验一、实验目的1.进一步掌握高频小信号调谐放大器的工作原理和基本电路结构。 2.掌握高频小信号调谐放大器的调试方法。 3.掌握高频小信号调谐放大器各项技术参数 （电压放大倍数， 通频带， 矩形系数） 的测试方法。 4.熟练掌握 multisim 软件的使用方法，并能够通过仿真而了解到电路的一些特性 以及各电路原件的作用二、实验仪器1．小信号调谐放大器实验板 2．200MHz 泰克双踪示波器(Tektronix TDS 2022B) 3. 8808A FLUKE 万用表 4.220V 市电接口 5.EE1461 高频信号源 6.AT6011 频谱分析仪7.PC 一台(附有 multisim 仿真软件)三、实验原理1.小信号调谐放大器的基本原理 小信号调谐放大器的作用是有选择地对某一频率范围的高频小信号进行放 大 。 所谓“小信号” ，通常指输入信号电压一般在微伏 ?毫伏数量级附近，由 于信号小，从而可以认为放大器工作在晶体管的线性范围内。所谓“调谐” ，主 要是指放大器的集电极负载为调谐回路。这种放大器对谐振频率 f 0 及附近频率 的信号具有较强的放大作用，而对其它远离 f 0 的频率信号，放大作用很差。 高频小信号调谐放大器是我主要质量指标如下：1.增益:放大器输出电压与输入电压之比，用来表示高频小信号调谐放大器放大微弱信号的能力 ，即Av =Vo Vi02.通频带：通常规定放大器的电压增益下降到最大值的 0.707 倍时，所对应的频率范围为高频放大器的通频带，用 B0.7 表示。3.选择性：从含有各种不同频率的信号总和（有用和有害的）中选出有用信号排除有害（干扰）信号的能力，称为放大器的选择性。衡量选择性的基本指标 一般有两个：矩形系数和抑制比。矩形系数通常用 K0.1 表示，它定义为 K 0.1 = B 0.70.1B,其中B0.1 是指放大倍数下降至 0.1Av0 处的带宽。且矩形系数越小，选择性越好，其抑制邻近无用信号的能力就越强。抑制比见末尾附录，此处略。4.稳定性：指放大器的工作状态（直流偏置） 、晶体管的参数、电路元件参数等发生可能的变化时，放大器的主要特性的稳定程度。5.噪声系数：高频放大器由多级组成，降低噪声系数的关键在于减小前级电路的内部噪声。因此，在设计前级放大器时，要求采用低噪声器件，合理地设置 工作电流等， 使放大器在尽可能高的功率增益下噪声系数最小。其计算表达式为 NF = P si /P nisoP /Pno, NF 越接近 1 越说明噪声越小，电路的性能越好。2.实验箱电路图IN1RW2 R1 CV2 J2 ?? B ?? ??? ÷ ?? ? ?? ó C3 R2 L1 C5 C4 J3 C6 R5 K+12IN2 TP1C2J1?÷RW1LED1TP2T R4 R3C7 R6OUTCV1C1A4-080图 2-2 小信号调谐放大器实验电路 说明：我们做实验的时候只要使用 IN1 连 R1 经 C2 再至晶体管放大器后经 C4 输 出这条通路即可， 分别测试放大器的放大倍数、通频带以及电路的品质因数对通 频带以及幅频特性的影响。1四、实验前的准备：第一部分：理论计算 该放大电路在高频情况下的等效为如图 1-2 所示，晶体管的 4 个 y 参数 yie， yoe， yfe 及 yre 分别为由课本所学的理论知识我们可知：回路的总电导g ∑ 为回路的谐振频率:22 然而由于本题中p1 Coe + p2 2 Cie 的值比较小，所以我们不妨就认为C∑ ≈ C ,再根据题目要求f0 = 10.7MHz，所以建立方程f0 = 10.7MHz ≈ 2π 于是我们不妨取 L=100nH ,C=2.18nF . 第二部分：仿真1 LC，再结合实际，利用实验室计算机或者自己计算机上安装的 Multisim9（10）软件，参照实验 电路图，进行仿真，仿真选取的晶体管的型号的为 2N2222A. 仿真电路图如下：电路的一些细节分析： 电容 C2 是输入耦合电容，C3 是输出耦合电容，滑动变阻器 R2 和电阻 R3、 R4 是晶体管直流偏置电阻，可通过调节 R2 的阻值，使得晶体满足：1.发射极正偏: Vb ? Ve ，且 Vbe ? 0.6V 2.集电极反偏： Vb ? Vc 3. Vce ? 1 V （若 Vce 过小，将导致晶体管饱和导通，此时小信号放大器没有放大倍数）电阻 R6 是射极交流负反馈电阻，电阻 R1 是射极直流负反馈电阻，它决定了晶体 管射极的直流电流 Ie，在本电路中应 Ie 控制在 1-10mA 左右。 电容 C1 是射极旁路电路，在高频的情况下其相当于短路。集电极回路由电 容 C4 和电感 L1 组成，是一个并联的 LC 谐振回路，起到选频的作用。在实际的3电路中， 电容有一个可变电容可以改变回路总的电容值，电感由初级回路和次级 回路组成， 中间有铁芯耦合， 实验箱上电感的初级回路和次级回路封装在中周中， 调节中周里的铁芯位置可以改变电感值和耦合强度，从而改变 LC 谐振回路的谐 振频率。滑动变阻器 RW1 是阻尼电阻，可以改变回路的品质因素和电压增益。 根据晶体管工作在甲类放大时的电压的要求，我们再确定分压电阻 R2、R3、R4 的阻值（如仿真图）,选择 Ie=2mA,又可进一步算出 R1 的阻值。 我们取输入信号的参数为 f=10.7MHz，幅值为 50mV ,按照上面的仿真图，仿 真出来的结果为注：红 线代表 输入信 号； 黄线代 表输出 信号；由游标示数我们可以知道此电路的放大倍数为AV0 = 其他各表的示数如下： 基极电压 Vb 射极电压 Ve564.291 49.868= 11.3 = 21dB集射电压 Vce4射极电流：， 由这些参数我们可知三级管处于正常的甲类放大 状态。另外我们还测得的幅频特性如下：通过测量，可得到通频带约为 10.819MHz-10.655MHz =0.164MHz。 对照着仿真要求我们一步步进行仿真： 1.改变直流电流 Ie，研究 Ie 逐渐增大时小信号放大器电压增益的变化 Ie/mA Av/dB 0.979 18 1.858 21 2.558 21.5 3.412 23由此说明 Ie 逐渐增大时小信号放大器的电压增益也逐渐的增大， 当然这样的 增大也是有一定范围的，如果 Ie 过大，将会导致输出波形的失真。 2．改变谐振回路的中心频率，观察小信号放大器电压增益的变化情况 注：对于改变谐振频率，只要改变 C 的值就可以了，所以我们此处用 C 值的改 变来表示谐振频率的改变 C/nF Av/dB 2.08 8.54 2.18（f0） 21.07 2.28 13.66 2.68 -2.72 3.18 -8.98通过观察我们发现，谐振频率偏离中心频率越远，其电压增益越小。53. 改变集电极回路中阻尼电阻的阻值，观察小信号放大器电压增益的变化情 况，通频带的变化情况。 R5/KOhm Av/dB 1 20.052 3 21.542 0.165 5 21.788 0.163 7 21.885 0.159 9 21.936 0.157通频带/MHz 0.169由此可知， 当集电极回路中阻尼电阻的阻值逐渐增大，也即回路的品质因数逐渐 变大时，小信号放大器的电压增益也在小幅度增大，而通频带则小幅度变小，这 也从而说明了一个问题就是电路的“增益带宽积=增益*通频带”并没有改变，符 合理论推导。 4. 改变交流负反馈电阻阻值，观察小信号放大器电压增益的变化情况，通频 带的变化情况 R6/Ohm Av/dB 10 24.508 20 22.341 0.163 30 20.579 0.167 40 19.102 0.169 50 17.833 0.172通频带/MHz 0.156由此可见， 随着交流负反馈电阻阻值的增大，小信号放大器的电压增益在逐渐 减小，相反通频带则是随之逐渐变大。 原因解释： 该电路属于串联负反馈， 引入这样的反馈后电路的电压增益表达式 就变为Af = 1+A ?F ,当反馈电阻的阻值越大时， 反馈系数 F 就越大， 由公式表明， 随着 F 的增大，Af 是逐渐减小的，此即解释了随着 R6 的增大，电压增益Av 是减 小的，再由增益带宽积是恒定的这一概念，我们显然可以知道同频带会增加。 仿真过程中对问题的一些思考： 问题一：在仿真的过程中我们发现输出波形不那么稳定，总是在不停的变大然 后再变小再变大，需要经过比较长的一段时间它才会稳定下来。 解决方案：①将输入和输出耦合电容该小，都改为了 100pF. ②改变谐振电路的 L 和 C 的值（只要保证两者乘积不变） 原因分析：①可能是由于耦合电容的分布电感之类的影响。高频放大器的耦合 电容 Cin 和 Cout 主要作用就是隔离直流，且不宜过大，否则放大电路将对信号 源或上级电路产生反射。在高频电路中它们的值一般取１nF 以下。而我们之前 的电路中取的是 100nF ,取的过大了，放大电路对信号源产生了反射，从而导致6A输出不稳定， 需要进一步减小偶合电容值以降低放大器与信号源之间的耦合程度。 ②可能是由于负反馈放大电路产生了自激； 由于电路的 LC 取得不合 理，使电路的稳定裕度（稳定裕度的概念见文末补充知识）离稳定电路的要求差 别比较大，从而产生自激，因此只要调整下 L、C 的值就可以。 问题二：这个此次仿真的电路的通频带较小，应如何修改参数使得电路的通频 带变大些？ 法一：显然，由带宽增益积不变的关系，我们知道降低电路的增益可以实现增 大通频带的目的，根据增益的计算公式Av0 = p 2 g 大即可，即将分压电阻的阻值变小。 法二：通过推导，我们可以得到电路的带宽增益积的表达式如下: AV0 ? BW = 2πfe C|γ |∑ 2 1 0e +p 2 g ie?p 1 p 2 γ fe +G,我们只要将 G 的变,我们可以在保持AV0 不变的情况下通过降低谐振电容的容值来提高通频带，通过仿真，我们将 C 从 2.18nF 改成了 100nF （当然相应的电 感值也应同时改为 2.18uF)，通频带随即就从 0.164MHz 变成了 1.139MHz，可见 此方法比较简单可行。五、实验内容及步骤仿真做完后，就应该把理论用于实践了，下面是运用实验箱进行的实验步骤 及数据记录 1.静态工作点与谐振回路的调整 ⑴ 在实验箱主板上插上小信号调谐放大器实验电路模块。接通实验箱上电源开 关,指标灯点亮。用高频信号源产生 10.7MHz 信号由 IN1 端接入小信号调谐放大 器实验电路，幅度在 50 mV 左右。 ⑵ 在 OUT 端用示波器观测到放大后的输入信号，调整电位器 RW2 和微调电容 CV2,和中周铁芯的位置，使输出信号幅度最大且失真最小，也即使电路达到谐振 状态。 2．放大器的放大倍数及通频带的测试。 ⑴空载放大倍数测试 断开 J2，J3，连接 J1，用示波器分别测出 IN1 端电压 Ui 和 OUT 端电压 Uo，放大倍数为： A ?U0 Ui7此时将输出输入信号接示波器两探头，使用示波器直接测量显示，可得空载时 的放大倍数：
空 = . = . 倍 = . .(2)有载放大倍数测试 断开 J2，连接 J1，J3,用示波器分别测出 IN1 端电压 Ui 和 OUT 端电压 Uo，放大倍数为： A ?U0 Ui此时将输出输入信号接示波器两探头，使用示波器直接测量显示，可得空载时 的放大倍数：
有 = . = . 倍 = .
数据分析：由测量结果我们可以知道，加了负载之后电路的放大倍数略微的降 低，这是什么原因？ 答：我们要电路的交流等效模型来解释，其等效模型图中有负载的情况只比没 有负载的情况的时候多了一个电导 G,如下图：.从而增益的表达式就从 Av = p 2 g?p 1 p 2 γ fe 2 1 oe +p 2 g ie转变成了 Av = p 2 g?p 1 p 2 γ fe 2 1 oe +p 2 g ie +G, 分母中多了一个 G，而其它量并未改变大小，所以加了负载后其增益变小了。（3）通频带以及电路选择性能的测试（即空载情况） 断开 J2,J3，连接 J1，保持输入信号幅值 Ui（此处我们选择的输入信号的幅8度为 50mV）不变，改变输入信号的频率，输入信号的频率逐渐上升，输出信号 的幅度将下降，当输出幅度下降到 f0 时的输出幅值的 0.707 时，所对应的输入 信号频率计为 f1。同样，减小输入信号的频率得到 f2，填到下面的表格中； f0 MHz f1 MHz f2 MHz10.70MHz10.07MHz11.13MHz那么通频带. =
保持输入信号幅值不变，改变输入信号的频率，输入信号的频率逐渐上升， 输出信号的幅度将下降，当输出幅度下降到 f0 时的输出幅值的 0.1 时，所对应 的输入信号频率计为 f3。同样，减小输入信号的频率得到 f4，填到下面的表格 中：f0 10.7MHz MHz f3 MHz 6.04MJz f4 MHz 16.50MHz那么 . =
那么就可得矩形系数： = . ≈ 10.44.在通频带测量的时候遇到的问题： 在测量通频带时， 当我们改变输入信号的频率， 往高于中心频率的方向调节， 在偏离中心频率到了一定程度后我们发现输出波形开始失真（图 1） ，如果再继 续增大频率，凹陷的越来越大，但是如果我们减小输入信号的幅度，而不改变输 入频率，那么这样的失真现象就不存在，试分析原因。图 19答：这是由于三极管的高频特性引起的。随着工作频率升高到一定程度，发射极 出现了电流会出现负脉冲的情况，而且这负脉冲的高度会随频率的升高而增加， 之所以会出现负脉冲，是由于少数载流子在基区的渡越时间所引起的，或者说 是由在基区内的空间电荷存储效应所引起的。 由于输入信号的幅度相对而言比较 大， 所以使得三极管有一段时间工作在了丙类放大的状态， 即发射极反偏 （截止） 时， 在基区内存储的非平衡少数载流子来不及扩散到集电极，又被方向偏置所形 成的电场重新排斥回发射极，从而形成了负脉冲，于是出现了图 1 的失真。避免 这种失真的办法就是减小输入信号幅度。而向小于中心频率的方向减小频率时，波形也会发生失真，其失真形状图 2，试 解释产生这些现象的原因。图 2这是因为输出端回路失谐引起的，因为输入信号频率的在逐渐减小，而集电极回 路的谐振频率并未改变，回路失谐了，那么晶体管存在的反向传输导纳γre 的作 用就明显了，不能忽略了，即晶体管就不能简单地看作是单向工作，从而整个电 路的增益、通频带、选择性以及谐振曲线等都会受到影响，波形发生畸变也就不 足为怪了。 （4）改变基极的直流电压，使射极的静态电流 Ie 发生变化（Ie 取两个不同的 数值） ，测量放大倍数和通频带的变化，并思考原因。 IE /mA 3.78104.01放大倍数 通频带7.64 1.06MHz7.85 1.02MHz与实际仿真的结果一致，即射极电流越大，放大倍数越大，通频带越小（原因已 在上文仿真部分说明，此处不再赘述） 。 另外需要说明的一点是本电路中射极电流的测量: 测量电流， 可以直接用多用表的电流档， 但由于电路已连接在实验箱板上， 很难断线来测量电流， 所以只能通过测量电压和电阻的方法来计算电流 （I = R ） 。 电压的测量小菜一碟，重点是电阻的测量，由于电路已经连接在一起，即使是断 电测电阻，但由于其它部分的并联，仍会导致电阻的测量的不准确，所以我采取 的是读取色环的方法，读出其阻值为 560 欧姆。 5．测试品质因数对放大器的幅频特性及通频带的影响（空载） 断开 J3，连接 J1，J2，调整 RW1 取两个不同的数值（改变品质因素） ，分别 测量谐振时的放大倍数和通频带，测量幅频特性并画图。 RW1 较大时 放大倍数：.85 通频带： f0 10.7 MHz f1 10.11 MHz f2 11.13 MHzURW1 变小后 放大倍数：1.82/288=6.32 通频带： f0 10.7 MHz f1 10.05 MHz f2 11.27 MHz统计整理数据后表格记录： RW1 小 放大倍数 6.3211RW2 大 7.85通频带1.22MHz1.02MHzRW1 较大时 幅频特性： 输入信 8M 号频率 f(MHz) 输出电 40.0 61.6 79.2 122 压幅值 U0(mV) 放大倍 2.85 6.6 数 （dB） 8.79 12.5 17.9 15.7 11.8 8.4 5.8 3.7 2.4 226 176 112 76.0 56.0 44.0 38.0 9M 9.5M 10M Ui： 50mV （实际输入电压时 28.8mV) 10.7M 11M 11.5M 12M 12.5M 13M 13.5M12RW1 较小时 幅频特性： 输入信 8M 号频率 f(MHz) 输出电 42.0 60. 压幅值 U0(mV) 放大倍 3.3 数 （dB） 6.4 8.9 12.1 16 14.3 10.8 8.0 5.5 4.1 2.4 0 80.0 116 182 150 100 72.0 54. 46.0 38.0 0 9M 9.5M 10M 10.7 11M M Ui： 50 11.5 12 mV 12. 13 5 13.513数据分析:根据测量的放大倍数和通频带数值，分析阻尼电阻 RW1 增加时，谐振 放大倍数，回路品质因数和通频带是如何变化的。 答:分析数据记录可知 RW1 增加即并联电阻的阻值变大时， 放大倍数变大， 通频带变小，与仿真所得的结果一致。 原因解释：因为放大电路的通频带可通过推导得公式 B0.7 = 2?f0.707 = f0 /Qp ，由于Qp =，RW1 变大，说明Qp 变大，而f0 不变，所以 通频带变小，然而由增益带宽积不变的理论知方法倍数自然减小。六、实验回顾:1．为什么该放大电路的集电极电路中采用的是自耦变压器而不是直接的电感？ 答： LC 回路与本级集电极电路的联接采用自耦变压器形式， 与下级负载YL 的 联接采用变压器耦合。采用这种自耦变压器-变压器耦合形式，可以减弱本级输 出导纳与下级晶体管输入导纳YL 对 LC 回路的影响，同时，适当的选择初级线圈 抽头位置与初次级线圈的匝数比，可以使负载导纳与晶体管的输出导纳相匹配， 以获得最大的功率增益。 2. 本实验电路中，为什么谐振回路中的C∑ 是由一个固定电容和一个可调电 容并联组成，而且两者的并联值要比计算值取得小些？ 答：这是因为实际的电感、电容元件值和标称值之间是有误差的，并且晶体 管极与极之间存在分布电容， 所以在实际电路中， 这里的电容C∑ 应该有一个固定 电容和一个可调电容并联组成。两者并联后的电容值接近计算得到的电容C∑ 值， 但要比它小， 因为实际电路中的总电容C∑ 值是等于并联电容值与晶体管极与极之 间存在的分布电容之和，所以C并 & C∑ 。14附录： 补充知识： 抑制比：或称抗拒比，通常说明某些特定频率，如中频、象频等选择 性的好坏。例如，谐振点f0 的放大倍数Av0 ，若有一干扰，其频率为 fn ，则电路对此干扰的放大倍数为Av ，我们就用d = 对该干扰的抑制能力。 稳定裕度：为使电路具有足够的稳定性，必须让它远离自激振荡状 态，其远离程度可用稳定裕度表示。稳定裕度包括增益裕度和相位裕 度。 增益裕度Gm 的表达式Gm = 20lg? |AF| ,稳定的负反馈放大电路的 Gm & 0 ,一般要求Gm 《 ? 10dB,保证电路有足够的增益裕度。相 位裕度φm 的表达式φm = 180 ? |φa + φf |,稳定的负反馈放大电路 的φm & 0 ，一般要求φm 》45 度，保证电路有足够的相位裕度。 增益带宽积：英文： Gain Bandwidth Product （简称 GBP ） 。 这是用来简单衡量放大器的性能的一个参数。 就像它的名字一样， 这个参数表示增益和带宽的乘积。按照放大器的定义，这个乘积 是一定的。它是用来表征在外接负反馈网络控制增益的电路中使15Av 0 Av表示放大器用一个运算放大器时、增益与有效带宽之间的协调关系。在宽量 程内，增益与带宽（单位为赫兹）的乘积基本保持不变。通过使 用增益带宽积，设计人员可以无需进行详细计算，就能凭经验快 速判断出给定的运算放大器所能达到的最高性能16