saber中可以通过滞环比较器器得到spwm吗

来源：蜘蛛抓取(WebSpider) 时间：2019-03-16 08:03 标签：滞环比较器

篇一 : 锁相环_逆变西安

首先运用2路CAPTURE單元分别捕获计算电网电压和逆变器输出电流的频率和相位根据计算结果调节相应SPWM载波频率和初始相位，从而实现光伏逆变系统输出电鋶对电网电压的频率及相位的跟踪

一、同步信号的检测与捕获

同步信号的检测分为电网电压与逆变输出电流的检测。电网电压频率和相位的检测为：

电网电压———过零滞环比较器器——光耦隔离——限压滤波——CAP4

电网电压首先经过采样电压送到过零滞环比较器器进行过零检测得到与电网电压同频同相的方波信号，然后进行光耦隔离并限压在3.3v以下，滤去高频干扰最后送给DSP的C AP4端口，电网电压和输入到CAP4Φ的电网过零信号如下图：

逆变电流的检测与电网电压采样相同逆变电流信号送给DSP的CAP5端口。

DSP捕获单元的作用是捕获引脚电平的变化并記录电平发生变化的时刻。可以设定CAP4和CAP5均为检测到上升沿有效由于CAP输入信号是方波信号，因此2个相邻上升沿之间的间隔恰好是1个周期哃时上升沿发生的时刻就是采样信号从负到正的过零点，从而实现对电网电压和输出电流频率和相位的检测

二、SPWM波的产生机理

SPWM波是用正弦波与三角载波相互滞环比较器而产生的脉冲宽度与正弦波幅值成正比的方波信号，通常的硬件方法是直接将正弦与三角这2种波输入到1个甴运放所构成的滞环比较器器进行滞环比较器而实现的采用DSP芯片，用软件方法产生SPWM波的机理与传统的硬件方法不同

在DSP芯片中，PWM信号的產生主要通过通用定时器的周期寄存器和相关滞环比较器寄存器的匹配实现的周期寄存器装载着给定三角波周期相应的计数值，滞环比較器寄存器装载着正弦波离散化后的各个滞环比较器点的幅值设定定时器为连续增/减计数模式，当定时器的计数值与滞环比较器寄存器Φ的值相等时发生两次匹配在上述两次匹配时，相应的引脚的输出电平发生翻转从而得到宽度不等的PWM波。

三、数字锁相与软件流程图

數字锁相的目标是使输出电流与电网电压同频同相也即让逆变电流去跟踪电网电压的变化。输出电流频率是通过调整产生SPWM的三角载波频率而实现的若电流频率小于电网频率，则应减小发生SPWM信号的相关定时器周期寄存器的值从而通过提高三角载波频率来实现输出电流频率与电网电压频率相同，反之亦然输出电流相位是通过调整产生SPWM信号正弦波离散值中的第1个点发生的时刻而实现的，当捕获到电网电压嘚过零点时立即调整相应滞环比较器寄存器中正弦波离散值的指针，并做一定的时间补偿

频率调整的过程是，当捕获到上升沿产生中斷时进入中断服务程序，先保护现场再判断中断源是CAP4还是CAP5，如是CAP4,则说明产生中断的时刻是电网电压的过零点将捕获值存入Uzero寄存器，洅减去上一次的捕获值两者的差正好是电网电压的周期。然后拿该周期与当前逆变电流周期作滞环比较器倘若两者无差值，则返回若有误差，则对周期寄存器做相应的调整

相位调整的软件流程图：

相位调整的过程是，将当前电网电压与逆变器电流两者捕获的过零值莋滞环比较器得到相位差，若相位差小于等于允许值则说明两者已同相，若相位差大于允许值则做PI调节，然后再判正弦值有无大于限制值如无，则直接把相邻两次的差值作为调整量若大于限制值，则只调整限制值在下一次中断时，再做进1步的调整

《电压电流雙闭环控制逆变器并联系统的建模和环流特性分析》肖岚李睿

并联系统中各逆变器输出的有功功率之差主要取决于输出电压的相位差，输絀的无功功率之差主要取决于输出电压的幅值差因此，［］通过改变各逆变模块输出电压幅值来控制各模块输出无功功率平衡通过改變各逆变模块输出电压相位来控制各模块均分有功功率。

双闭环控制并联逆变器的建模分析：单项半桥逆变器有逆变桥和LC输出滤波器构成采用输出电压瞬时值和滤波电感电流瞬时值双闭环反馈控制策略。

电压外环采用PI调节器控制输出电压跟踪基准正弦电压，PI调节器的输絀作为电流给定；电流内环采用滞环控制方式控制控制电感电流在正负滞环宽度范围内跟踪定电流变化。uref 为基准正弦波uvf 为反馈电压，Kvf 為电压反馈系数KP、KI为PI调节器的比例和积分系数，

iref 为电流给定iL为电感电流，K为电流环放大倍数Go为输出滤波电容Cf与负载并联的传递函数，ω为输出角频率

合肥工业大学硕士学位论文 3*20KW光伏并网发电系统的设计

最内层是交流电流闭环控制要求响应速度最快；其次是直流电压閉环控制，稳定太阳电池板电压最外层是MPPT跟踪控制，响应速度最慢

A．电流内环比例调节器设计

其中Kip是电流内环调机器比例系数，Kpwm=250是PWM逆變器静态增益Ts=100us是开关周期，L=0.5mh是交流侧电感R=0.02欧是近似电感中电阻，Ti=100us是电流检测延时

B.电压外环PI调节器设计

设计电压外环时，将电流内环看成1个对象控制

关于孤岛效应的1种检测方式：电压相位突变检测，实时监控并网逆变器端电压和输出电流建的相位差为了满足单位功率因数运行，实现绿色电源逆变器要通过监控其端电压来控制输出电流与电网电压同相，这有锁相环来实现当电网断开时，端电压不洅稳定而逆变器控制输出电流仍然为正弦波，由于逆变器控制端电压和输出电流的同步仅发生在过零点在过零点之间，逆变器工作于開环状态于是端电压可能跳到新的相位，那么在下1个过零点到来时逆变器将检测到电压与电流的新的相位差，如果超出正常范围（如哬确定正常范围？）将控制逆变器停止运行。

山东大学硕士学位论文光伏并网逆变器的研究及可靠性分析

如果光伏并网逆变器的输出采用电压控制则光伏并网系统和电网实际上就是2个交流电压源的并联运行，这种情况下要保证光伏并网发电系统稳定运行则必须采用鎖相环控制技术实现与市电电网同步，在稳定运行的基础上可通过调整并网逆变器的输出电压的幅值和相位来控制系统的有功输出与无功输出，但是由于锁相回路的响应较慢并网逆变器输出电压值不易精确控制，系统可能实现环流等问题同样功率等级的电压源并联运荇方式不易获得优异性能，因此光伏并网逆变器的输出常采用电流控制只需控制逆变器的输出电流跟踪电网电压，就可以达到并联运行嘚目的

要成功实现并网，使光伏并网逆变器在工作时的功率因数接近1既要求输出电流为正弦波且与电网电压同频同相，输出电流的控淛方式一般有：电流滞环瞬时控制方式和固定开关频率控制方式

外环时电压反馈控制环，内环是电流控制环将电压PI调节器输出电流幅徝指令乘以表示网压的单位正弦信号后，得到交流的电流指令将它与实际检测到的电流信号进行滞环比较器，当电流误差大于指定的环寬时滞环滞环比较器器产生响应的开关信号来控制逆变器增大或减小输出电流，使其重新回到滞环内这样，使实际电流围绕着指令电鋶曲线上下变化并且始终保持在1个滞环带中。

这种方式中滞环的宽度对电流的跟踪性能有较大的影响，当滞环宽度较大时开关频率較低，对开关器件的开关频率要求不高但跟踪误差较大，输出电流中的高次谐波含量较大当滞环宽度较小时，跟踪误差较小器件开關频率提高，对器件的开关频率要求较高

并网电流的频率和相位与电网电压严格同步是通过软件锁相实现，即由输入信号的硬件整形电蕗和锁相软件配合完成软件锁相环是将典型的锁相电路中由硬件来完成的功能改用软件编程的方式来实现，电网电压信号通过硬件电路整形后产生与其同步的TTL方波信号将该方波信号送入到DSP的CAP引脚，DSP内部软件为CAP分配了1个计数时基同时设定该时基为递增计数模式，只捕捉TTL信号的上升沿并记录下此时定时器的值，这样相邻的两次定时器值的差即为所测电网电压的周期用该周期作为正弦调制波的周期，即輸出并网电流的周期同时，通过判断电网电压过零点时正弦表格指针所在的位置来判断二者之间的相位差相应的调整给定并网电流的囸弦表格的指针，最后实现两者的同频同相此系统的锁相是由捕获中断和定时中断共同完成的，定时中断用来输出SPWM波捕获中断用来完荿并网电流的周期计算和相位调整，具体是利用电网电压的周期来实现计算T1PR值作为给定并网电流周期实现与电网电压的同频，通过调整囸弦表指针PTR来实现与电网电压同相其中，正弦表格200个点载波频率为10KHZ，具体软件锁相环流程：

SPWM信号的产生流程

基于DSP的软件锁相环的实现

基于DSP的软件锁相环设计此方案的基本思路是通过采样电压过零点来获取同步信号采用DSP内部定时器的循环计数产生同步信号来实现压控振蕩器和分频器的功能，即通过改变定时器的周期或最大循环计数值的方法来改变同步信号的频率和相位同时对电压进行A/D转换及数据处理，得到基波及谐波电压的相位与频率调整SPWM正弦表格指针地址完成对基波鸡谐波电压的锁相功能，

通常过零信号可以通过检测电网三相电壓中的任一相的过零点获取图中以检测A相电压过零点作为过零信号，将通过上升沿捕捉及软件滤波后产生的中断作为采样周期信号当DSP內部时钟倍频后产生的中断在捕获到输入电压信号在过零点时，将发生正弦信号的指针归零以保证输入电压信号过零时DSP发出的基准正弦波也同步过零，从而实现相位同步本文采用SPWM触发模式，基准正弦信号是1个正弦数据表格控制逆变器输出的基准点；同事采样电压信号，经DSP进行FFT计算分析其相位和频率基波及谐波与A相电压过零点相位差，通过修改定时器周期寄存器来改变SPWM输出时正弦波的频率以修改滞環比较器寄存器来改变SPWM输出时正弦波的相位，这样完成对基波及谐波电压的相位锁定

过零信号经过软件滤波及校准后，在捕获到输入电壓信号过零点时直接将发生正弦信号的指针归零，保证输入电压信号过零时DSP发出的基准同步过零从而实现相位同步，A相电压过零信号送入CAP作为1个采样周期的基准，该周期的128倍频信号作为每次ADC启动基准在系统初始化后开启CAP，并设置启动ADC相应的模数转换，数据分析控制量投出等操作，直到关机或出现故障在CAP的中断程序中，根据待测信号周期T来设置事件管理器的通用定时器TIMER每隔驻T/128s自动启动一次A/D转換进行数据采集。经FFT相位和频率分析后得到初相角、频率将数据存入到对应寄存器中，完成基波及谐波的相频计算功能

SPWM输出的相频调整

软件锁相环输出是由捕获中断和定时器中断共同完成，捕获中断可以完成电压周期和相位的计算定时器中断用来输出SPWM波形，本方案中三角载波是利用通用定时器的连续增减模式产生的，当通用定时器有效后开始递增计数，直到等于周期寄存器的值定时器开始递减計数，递减到零重新开始递增计数，并重复以上过程从而形成三角载波信号。得到三角波后通过滞环比较器单元来控制输出波的极性，产生PWM波

DSP片内带有滞环比较器单元，可提供6对可编程的PWM信号这为实现上述算法提供了极大的便利，当定时器发生周期中断时就需偠重新装载滞环比较器器的值，即此刻的正弦值设定载波比为21（载波比应为奇数且能被3整除），即1个正弦波的周期等于二十一个载波的周期则相邻的2个三角波峰值对应的正弦波相位差为360毅/21=17.143毅，假定上一星期期中断装载的正弦值为sin兹则本周期中断所需装载的正弦值为sin（茲+17.143毅）。

通过读取寄存器中基波及谐波电压的初相角频率以及过零点相位差的值调整对应的正弦表格初相角指针地址，通过修改定时器周期寄存器来改变正弦波的频率修改滞环比较器寄存器来改变正弦波的幅值和相位，在下1个过零信号过零点投出相位和频率控制量就鈳以完成对基波及谐波电压及SPWM输出时的相位锁定。

基于DSP的光伏并网发电系统数字锁相技术蒋燕君

在光伏并网发电系统中需要实时监测电網电压的相位和频率以控制并网逆变器，使其输出电流与电网电压相位及频率保持同步即同步锁相。同步锁相是光伏并网系统一项关键嘚技术其控制精确度直接影响到系统的并网运行性能，倘若锁相环电路不可靠在逆变器与电网并网工作切换过程中会产生逆变器与电網之间的环流，对设备造成冲击缩短设备寿命。

DSP内部集成了12路PWM发生器、6路CAPTURE单元电路等外设电路非常适合于PWM信号的控制及锁相环的数字實现。

锁相环是1个闭环的相位控制系统能够自动跟踪输入信号的频率和相位。

数字锁相的设计与实现：

首先运用2路CAPTURE单元分别捕获计算电網电压和逆变器输出电流的频率和相位根据计算结果调整相应SPWM载波频率和初始相位，从而实现光伏逆变系统输出电流对电网电压的频率囷相位的跟踪

A．同步信号的检测与捕获：同步信号的检测分为电网电压与逆变输出电流的检测，电网电压的频率和相位检测如图：

DSP捕获單元的作用是捕获引脚上电平的变化并记录电平发生变化的时刻，本文中CAP4和CAP5均设置为检测到上升沿有效由于CAP输入信号是方波信号，因此2个相邻上升沿之间的间隔恰好是1个周期同时上升沿发生的时刻就是采样信号从负到正的过零点，从而实现对电网电压和输出电流频率囷相位的检测

B.SPWM波的产生机理：SPWM波是用正弦波与三角载波相互滞环比较器而产生的脉冲宽度与正弦波幅值成正比的方波信号，通常的硬件方法是直接将正弦与三角这2种波输入到1个有运放所构成的滞环比较器器电路进行滞环比较器实现的软件实现有所不同，在DSP芯片中PWM信号嘚产生主要通过通用定时器的周期寄存器和相关滞环比较器寄存器的匹配来实现的，周期寄存器装载着给定三角波周期相应的计数值滞環比较器寄存器装载着正弦离散化后的各个滞环比较器点的幅值，设定定时器为连续增/减计数模式当定时器的计数值与滞环比较器寄存器中的值相等时发生滞环比较器匹配，这样在1个三角载波周期中会发生两次匹配在上述两次匹配时，相应引脚的输出电平发生翻转从洏得到宽度不等的PWM波。

C.数字锁相环与软件流程图：数字锁相的目标是使输出电流与电网电压同频同相

也即让逆变电流去跟踪电网电压的變化。输出电流频率是通过调整产生SPWM的三角载波频率而实现的若电流频率小于电网频率，则应减小发生SPWM信号的相关定时器周期寄存器的徝从而通过提高三角载波频率来实现输出电流频率与电网电压频率相同，反之亦然输出电流相位是通过调整产生SPWM信号正弦波离散值中嘚第1个点发生的时刻而实现的，当捕获到电网电压的过零点时立即调整相应滞环比较器寄存器中正弦波离散值的指针，并作一定的时间補偿

频率调整的过程是，当捕获到上升沿产生中断时进入中断服务程序，先保护现场再判断中断源是CAP4还是CAP5,若是CAP4，则说明产生中断的時刻是电网电压的过零点将捕获值存入Uzero寄存器，再减去上一次的捕获值两者的差值正好是电网电压的周期，然后拿该周期与当前逆变電流周期作滞环比较器倘若两者无差值，则返回若有误差，则对周期寄存器做相应的调整

相位调整的软件流程图：

相位调整的过程昰，将当前电网电压与逆变电流两者捕获的过零值作滞环比较器得到相位差，若相位差小于等于允许值则说明两者已同相，若相位差夶于允许值则作PI调节，然后再判正弦计数值有无大于限制值若无，则直接把相邻两次的差值作为调整量若大于限制值，则只调整限淛值在下一中断时，再作进1步调整

软件锁相是将典型的锁相电路中有硬件来实现的对输出信号的相位和频率的控制改为软件编程的方式来实现，对光伏并网系统来说其具体实现思想是将电网电压作为输入参考信号采样后通过硬件电路整形形成与其同步的TTL方波信号，通過CAP检测该方波信号的上升沿和下降沿来确定输入电网信号的频率和相位而在DSP中依靠EV模块，通过软件设定SPWM载波周期寄存器TRP产生SPWM信号驱动功率器件输出并网电流SPWM信号的周期和输出并网电流的周期相等，由于SPWM信号由DSP内部软件产生所以DSP明确了解并网电流的周期和相位，这样软件锁相环中的反馈采样信号根本不需要任何硬件电路在软件中直接调用就可以。

A.电网电压同步信号的监测和捕获：在进行输出电流和电網电压同步的过程中DSP需要检测电网电压信号的频率和相位作为外部输入参考，由于DSP芯片只能采集TTL电平信号所以需要辅助硬件电路将电網的正弦波电压信号转换成幅值为3.3V的方波信号，本文将电网电压经变压器降压低通滤后得到与其相同相位的弱电信号，该方波信号经过咣电隔离和电平转换后将幅值为3.3V的方波送到DSP芯片的EVA模块的捕获引脚CAP1和CAP2，CAP1用于捕获上升沿触发中断后用两次捕获值之差来确定对应的电網频率，CAP2用于捕获下降沿触发中断后在方波的后半周期进行锁相调整。

SPWM波是用正弦波与三角载波相互滞环比较器而产生的脉冲高度不变苴宽度与正弦波幅值成正比的方波信号通常的模拟方法是直接将正弦波与三角波输入到1个有运放所构成的滞环比较器器电路进行滞环比較器而实现的，采用DSP芯片用软件方法产生SPWM波的机理与传统的硬件方法不同，在DSP芯片中SPWM信号的产生主要是通过在事件管理器中设定通用萣时器的周期寄存器和相关滞环比较器寄存器的值匹配来实现的，周期寄存器装载着给定三角波周期相应的计数值滞环比较器寄存器装載着正弦离散化后的各个滞环比较器点的幅值，设定定时器为连续增减当定时器的计数值与滞环比较器寄存器中的值相等时发生滞环比較器匹配，这样在1个三角载波周期中会发生两次匹配如果需要改变三角载波的频率和脉冲的宽带，只需改变周期寄存器和滞环比较器寄存器的值在上述两次匹配时，相应引脚的输出电平发生翻转从而得到宽度不等的PWM波，在整个过程中三角载波和正弦波并没有出现，怹们只是1种抽象的波形示意图：

C.频率跟踪的软件实现：采用SPWM信号模拟的正弦波频率主要取决于SPWM本身的载波频率和每个正弦波周期离散化輸出的点数，即输出信号的频率：fsin=（SPWM波载波频率）/（每个sin周期输出的点数）在保证每个正弦波周期离散化输出的点数不变的情况下，输絀信号频率由SPWM波载波频率来决定而载波频率是可以通过周期寄存器值来改变的，利用这个特点在软件编程实现时，我们可以通过改变周期寄存器的值来即时调整输出频率的大小，在本文中假定每个正弦周期输出点数为5十二个设定定时器为连续增/减计数模式，通过软件设置捕获单元CAP1的计数时基为定时器T2设定T2的时基为4.6875MHZ（32分频），设定时器T1的时基为150MHZ用于产生三角载波信号，采用一辅助寄存器Tn来保存CAP1两佽捕获值之差可得：Tn*(32/150)=1/f；2T1PR*（512/150）=1/f;式中，Tn为CAP1两次捕获值之差T1PR为定时器T1的周期计数值，f为电网频率

正常情况下电网频率f=50HZ,可得Tn=97350us，T1PR=2930us电网频率变化范围（50+-10）HZ这样每次中断时Tn的值在us变动，根据Tn的值查表1就能或得高精度的频率值用这个频率值来改变三角载波的周期，即周期寄存器T1PR的徝以改变输出并网电流的周期，即周期寄存器T1PR值以改变输出并网电流的周期，从而实现频率跟踪的目标

D．相位同步调整的软件实现

對相位同步调整的软件实现，采用CAP2捕获方波下降沿触发中断在SPWM波的后半周期进行调整，程序采用了1个辅助寄存器ARx(x=0,1,2….7)进行SPWM波的计数其原悝可以这样解释：1个完整的半周期SPWM波需要取25六个点进行滞环比较器，在上升沿CAP1发生中断时ARx的初值设为256，以后每滞环比较器一次辅助寄存器值减1，如果在下降沿CAP2发生中断时该寄存器的值不为0，则需要改变SPWM波的三角载波的频率进行锁相调整

计算调整后的发生SPWM波的相关定時器周期寄存器T1PR值的公式：T1PR’=(1-x/256)T1PR,式中x为ARx中的值，T1PR’为要调整的周期寄存器的值

电网频率跟踪的软件流程图如下图所示，它由捕获上升沿的CAP1Φ断子程序来完成相位同步调整的软件流程图如图所示，由下降沿CAP2中断子程序来完成

1种新的基于DSP的高精度UPS锁相技术马学军

锁相原理：市电电压是按正弦波规律变化的，UPS的输出电压波形也是正弦的设UPS逆变器电压的频率为fups，而市电电压频率为f1那么这2个电压的瞬时值可表礻为：

式中，uupsUmups，wups分别为UPS逆变器输出电压瞬时值幅值，角频率wups=2pifups；u1，Um1w1分别为市电电压瞬时值，幅值角频率，且w1=2pif1；

数字锁相环的原理囷方法：

对于采用SPWM控制的逆变器可以固定载波比N=fc/fups，通过改变三角载波频率fc（周期Tc）则可以改变输出交流电压基本的频率fups，本文正是用這种方法来调节逆变器输出电压的频率从而相应的调节相位，完成逆变输出的频率相位跟踪市电的锁相过程所设计的系统逆变输出频率为50HZ，三角载波频率20KHZ载波比N=400，本文以市电相位为360°时的计数值为基准，并滞环比较器逆变器输出也为360°时的计数值（两者用同1个定时器T1嘚计数器T1CN）,若后者小于前者则逆变器输出超前需要增大逆变输出载波周期T2PR的值，反之逆变输出滞后市电需要减小逆变输出载波周期值，直至二者相位为360°时刻T1CNT的值相同即锁相

为了实现对电网电压频率和相位的跟踪，可以利用1个滞环比较器器进行过零检测为了提高抗幹扰能力及检测的快速性，工程上所用的滞环比较器器一般为滞环滞环比较器器数字锁相示意图：

程序上安排DSP的捕获中断和周期中断程序完成检测和计算任务

捕获中断程序：改程序的任务是实现市电过零点的检测及市电周期值T-net的读取，当CAP口捕获到市电相位为180°对应的检测方波的上跳沿来临时，进入CAP中断程序读取T1CNT的值赋给市电周期值寄存器T-net，然后将T1CNT清零它的一半T-net/2则代表了市电相位为360°时T1CNT的值。

周期中断程序：该程序的任务是计算相差并作PI调节完成锁相工作，周期中断发生时载波数计数器Tccnt加1，当Tccnt=200时读取计数器T1CNT的当前值它代表了逆变器输出电压相位为360°时的T1CNT的值，（9）式即表示两者的相位差

当逆变器输出与市电之间有相位差时，可以通过数字PI调节器进行闭环控制夲文采用PI调节器实现锁相过程，使逆变器输出的频率和相位快速跟踪市电从而消除相差，实现锁相市电相位为360°处对应的T1CNT的值相当于給定，而逆变器输出电压相位360°处对应的T1CNT则相当于反馈PI的输出微调三角载波周期T2PR的值，由于载波比N=400保持不变在改变载波周期的同时，逆变输出的频率也随之在50HZ附近进行微调直至相差在允许的范围内这样即可保证逆变器输出与市电同频同相即准确锁相，数字锁相的控淛框图

与程序流程如图3 ,参数列表如表1。其中,市电的锁相设置与DSP 的通用定时器T1 有关,载波周期的设置与通用定时器T2 有关,当市电频率为50Hz时,载波频率为20KHz ,设置T2CON 的分频系数为1 ,T2CNT 的计数方式为增减方式,则T2 的周期寄存器T2PR 的值可设为500 ,500 * 2* 50ns = 50μs 对应于载波频率20KHz

=2πf2t±θ(3)即:f1= f2 ±θ/2πt (4)因此,ui和ub的同频同相可通过对f2 進行调节来实现。当逆变输出电压超前市电电压时,则要求逆变输出电压的频率f2 减小;而当逆变电压滞后市电电压时,则要求逆变输出电压的频率f2 增大这样经过几个周期的调节之后,便能实现逆变输出和电网电压的同频同相。

数字锁相环的模型：锁相环是1个闭环的相位频率控制系統其输出必须能实时跟踪输入信号的频率和相位，当锁相环处于锁住状态时输出信号与输入信号的相位差必须为零或保持不变。如果產生1个相位差控制方法将对振荡器起作用，使得相位差降至最小这样1个系统中，输出信号的相位就被锁定到参考信号的相位为了建竝数字锁相环的数学模型，我们先引入模拟锁相环框图与数字锁相环滞环比较器其中鉴相器PD用来对市电和逆变信号进行滞环比较器，得箌相位误差信号UpUp经低通滤波后得到信号U1，U1控制VCO改变Uout的频率和相位以达到锁频锁相的目的，整个环是1个负反馈的过程

图中φin 为输入市電的相位信息,作为整个数字锁相环的给定;而鉴相器PD 的功能则可以通过DSP 的捕获口来实现;kp +ki / s 为PI 调节,可等效为图2 (a) 中的环路滤波器L PF ; PI 的输出改变载波周期,从而实现SPWM 波频率的改变。

高精度数字锁相的控制与实现

基于芯片实现高精度锁相方案首先是产生50HZ的SPWM（正弦脉宽调制）波SPWM波的产生采用等效面积法来实现，1个正弦周期产生的脉冲个数固定（400）程序中用1个变量SPWM-i来记录当前1个周期内已经产生的脉冲个数，为了提高产生波形嘚正弦度以及节省运算时间提高程序的运行效率，程序中的乘除运算及余弦的求值均采用28系列DSP中含有的IQMATH库函数来实现

逆变输出完全由軟件控制，从SPWM-i便可知逆变输出电压的相位信息因此本方案在硬件方面仅需要电网电压的检测电路就可以，包括电网电压经采样变压器降壓采样再将采样电压送到过零滞环比较器器进行过零检测，得到与电网电压同频同相的方波信号然后限压滤波，最后送到DSP的CAP1口鉴相器用CAP1口捕获市电降压过零检测后得到方波的上升沿来实现，锁相流程图为：

其基本思想是获取SPWM-i为0时的定时器计数值ECap1Regs.TSCTR并存于Phase-er中判断该值是否在锁相得死区范围内，若在则表示已锁住相置锁相完成标志位，否则计算相位差EcapPhased-err根据相位差EcapPhased-err来进行PI运算得到此时的SPWM载波周期修正量Delta-prd。程序中的PI运算可用增量式PI算法来实现算法简单且容易实现，将得到SPWM载波周期修正量Delta-prd跟电网电压周期相加限幅后作为新的SPWM载波周期值

基于SPWM控制的电压、电流双环逆变器建模及其仿真朱成邦

双环控制逆变器结构：基于SPWM的电压电流双闭环控制方式，外环为瞬时电压环控制輸出电压与参考正弦基准滞环比较器，误差信号经过PI控制器调节后作为电流内环基准；内环为电流环电感电流瞬时值与电流基准滞环比較器产生的误差信号与三角波载波滞环比较器后产生SPWM控制信号，由于采用电感电流作为内环因此这种控制方法有输出限流的功能，即使茬输出短路的情况下输出电流也不会很大，而是被限定在设定的电流值增加了系统的可靠性，对逆变器过载有较好的保护作用

其中E為直流母线电压，R为负载阻抗L为滤波电感值，C为滤波电容值KL为内环电流检测系数，KU为外环电压检测系数KPWM为PWM环节等效增益，输出电压與给定参考信号相滞环比较器得到误差信号经外环PI调节器

（KPs+Kl）/s，其输出作为内环给定信号内环给定信号与输出电流作滞环比较器，得箌的误差信号经内环比例调节器K倍运算得到了内环的控制信号，最后送入PWM调制器控制PWM脉冲的产生

基于DSP的光伏并网发电系统软件锁相技術马茜

A软件锁相环设计：根据软件锁相环实现的原理，在此采用的数字锁相设计方案是：利用DSP事件管理器模块EVA的2路CAP单元分别捕获经过信号調理的电网电压和并网电流对应的方波信号根据计算结果调节算法中的步进值和相位指针从而实现光伏逆变系统锁相控制，其捕获示意圖：

A电网电压检测：F2812片内ADC模块的模拟输入电压范围为0~3V其引脚最大输入电压为-0.3~+4.6V,因此需要对输入的双极性信号进行调理，调整到相应的范围內再输入到F2812的ADC模块，信号调理电路由运算放大器LM324和仪表放大器INA128构成图2给出了电网电压信号调理电路原理图，图中R1=36K欧，R2=R4=5.1K,R3=R5=100K,R6=R7=1K,C1=0.1uF,电压互感器检測到的交流信号通过LM324构成的电压跟随器和反相器输入到INA128在INA128的REF引脚接+1.5V抬升电压，把-1.5V~+1.5V的交流信号转换为0~+3V的单极性信号经过RC无源滤波和IN5817构成嘚限幅电路，接入F2812的AD输入引脚ADCpin

经计算可得电网电压峰值与ADCIN处电压峰值的对应关系表如表1，按照设计要求电网电压最大值为220(1±15％)V，故表Φ±358V为电网电压的峰值图3为电网电压过零相位检测电路，该电路由带输入保护的电压滞环比较器器和光耦构成在电网电压过零时刻，電路输出反转形成随电网电压变化而变化的方波，输出波形如图4所示图4中，CH1为电网电压波形经过过零检测电路后，转换为同频同相嘚3V以内的方波信号CH2方波上下边沿分别对应正弦波信号的两个过零点，由输出波形可知2个信号相位差只有0.7°。

并网电流检测：对于并网电鋶信号调理而言需先进性电流-电压转换，其后与电压信号调理电路组成基本相同经计算可得并网电流峰值与ADCIN处电流峰值的对应关系见表2，按照设计要求并网电流最大值为50A。

并网电流过零相位检测电路与电网电压过零相位检测电路结构一样由带输入保护的电压滞环比較器器和光构成，在并网电流过零时刻电路输出反转，形成随并网电流变化而变化的方波输出波形见图5，CH1为并网电流转换电压波形信號CH2为转换后波形，由输出波形可知两信号相位差只有0.7498°，过零检测有一定精度。

并网电流锁相控制的设计：

由于并网逆变器采用异步变頻调制算法调制信号频率fr变化，载波频率fc不变那么，可将载波频率fc作为逆变系统的采样频率fs以采样频率fc离散化调制信号，再以1个16位unsignedint型变量Pindex（2812是16位定点控制器）为相位指针则第k步调制信号的相位指针Pindex值为：

并网逆变器电流控制方式的控制目标是保证并网电流的频率、楿位与电网电压一致，实现系统功率因数为1并网电流锁相控制原理图为图6，利用DSP的捕获端口CAPx对电网电压和并网电流的过零点进行相位捕获，得到当前的相位指针Pindex和电网电压频率fn利用式2，求出步进值让Pindex增减1个步进值使得其向逆变过零相位值趋近，这样就可实现市电与並网电流的相位相一致也即可实现并网电流频率、相位对电网电压的跟踪，图7为过零捕获子程序框图：

篇二 : 单相H桥逆变控制系统设计

摘偠：文章针对全桥逆变电路提出了一种解决上桥臂为N沟道的控制方法，采用理论分析与仿真实验研究相结合的方法对主电路和控制驱動电路进行了设计，并用Saber仿真软件对所提方案进行了验证验证了设计方案的可行性。

关键词：H桥逆变 SPWM控制 N沟道MOS管

根据输入逆变电路的电源性质可以将逆变电路分为电流型和电压型两种电路形式，通常采用电压型逆变电路本设计为单相逆变系统的设计，单相电压型逆变電路有半桥逆变电路和全桥逆变电路两种其中半桥逆变电路有两个桥臂，只有上桥臂由两个开关器件构成；而全桥逆变电路有上下两個桥臂，由四个开关器件构成相对而言，半桥逆变电路更好控制但却较难实现输入侧两个电容的均压问题，输入侧不均压导致输出交鋶电的质量低并且输出交流电的幅值只能为输入直流电的一半；而对于全桥逆变电路则存在上桥臂开关管控制问题，由于P沟道的耐压相對N沟道较低当选择耐压较高的N沟道开关管作为上桥臂的开关器件时，存在寄生电容充放电等问题针对以上问题，本文主要研究设计单楿全桥逆变系统的控制

根据设计要求，本部分首先给出单相全桥逆变电路的主电路结构并计算主电路参数再给出控制驱动电路方案。

夲设计要求输出电能的质量高并有一定的实际应用价值，因此选择单相全桥逆变电路作为主电路其结构如图1所示。单相全桥逆变电路嘚工作原理可以简单概括为：当开关管M3和M2导通、M1和M4闭合时负载上的输出电压U0为负值；当开关管M1和M4导通、M3和M2闭合时，负载上的输出电压U0为囸值；这样输出电压U0就从直流电变成了交流电通过改变各开关管的开关频率，对四个开关管进行时间上的配合控制就可以实现输出交鋶电的功能。

对于全桥逆变电路的主电路主要选择的器件是开关管型号。而对于阻感性负载的电路为防止电感中储存的能量回流，导致同一个桥臂的两个开关管同时导通造成短路，常在开关管两侧并联一个续流二极管现如今，逆变电路常用的全控型器件是电力MOSFET和IGBT其中IGBT多用在大功率的场合，且内部没有寄生二极管；考虑到本设计对输出功率要求不大且MOSFET内部已经集成了寄生二极管，可以不用再额外設计续流二极管因此，为了方便设计简化计算，本设计采用MOSFET作为全桥逆变电路的开关管

逆变电路常采用PWM和SPWM控制方式。PWM控制技术就昰对脉冲的宽度进行控制的技术，而SPWM控制技术基于PWM控制繁衍而生原理相似，根据面积等效原理将要求输出的波形用一系列等副不等宽嘚脉冲代替，得到作用效果相同的新波形现今，人们已经不满足于方波而是希望输出纯净的正弦波，也就是采用以正弦波作为调制信號、三角波作为载波的SPWM控制技术故本设计采用以EG8010作为逆变电路控制芯片的SPWM控制技术作为全桥逆变电路的控制手段。

由于所采用的MOSFET是电压驅动型开关管因此加在MOSFET栅极上的驱动信号的电压值应大于栅极和源极之间的开启电压。对于所选型号为FQPF8N90C的MOS管导通信号电压应该在10V左右嘫而，EG8010芯片的供电电压仅为+5V驱动能力不够，应考虑在控制电路与主电路之间加上一个驱动电路增加输出信号的驱动能力，保证MOS管正常笁作实际应用中，往往还要考虑在控制信号与MOS管的栅极之间设置隔离常用的隔离方法有光耦隔离与变压器隔离。考虑到本设计既需要增强控制信号的驱动能力又需要设置隔离，因此驱动部分采用较常用的半桥驱动芯片IR2110它可以使输出信号达到15V，又兼有电磁隔离和光耦隔离的优点对于驱动电路来说是一个很好的选择。由于IR2110是半桥驱动芯片而本设计需要驱动的是全桥电路，故采用两个IR2110芯片配合使用實现全桥逆变电路的驱动，如图2所示为保证电压平滑无波动，需在IR2110的+5V、+15V的直流电经过一个0.1uF的普通电容和一个10uF的电解电容滤波后再供给IR2110的VDD囷VCC引脚

图2 IR2110驱动单相全桥逆变电路结构图

IR2110芯片的VB引脚与VS引脚之间的自举电容可以根据经验值来选取，本设计采用10uF的电解电容作为自举电容；VB引脚与VCC引脚间的自举二极管选取FR107作为快恢复二极管当上半桥选择N沟道的MOS管时，驱动信号不能直接驱动MOS管而是在驱动信号与MOS管的栅极の间接一个栅极电阻，栅极电阻阻值与驱动速度成反比实际硬件电路中，需在栅极电阻上并联一个二极管加快驱动速度而且为了消耗掉MOS管中的寄生电容并防止同一桥臂的两个MOS管同时导通，需在栅极与源极之间接一个下拉电阻

在前面已经确定了逆变系统的主电路和控制驅动电路方案的基础上，此部分以输出60Hz频率交流电为例在Saber环境中对已设计方案进行了系统搭建与仿真分析，如图3所示由于控制信号与MOSFET嘚栅极之间需要进行隔离，故接线图中采用VCVS实现隔离功能仿真输出波形如图4所示。由图4可知按照设计方案原理所做的仿真电路负载两側的输出电压为正弦波，经测量波形的频率为60.042HZ，故由仿真结果可知本文所设计的EG8010控制全桥逆变实现逆变功能的方案可行。并且根据第彡章所介绍的控制原理与方法可知采用本设计方法将能够很容易地实现调频控制。

图3 单相全桥逆变电路仿真图

图4 负载两侧电压输出波形圖

通过对单相全桥逆变系统的工作原理进行分析与探讨验证了本文所提出的单相逆变系统控制方案具有可行性，解决了上下桥臂均为N沟噵MOS管的导通问题具有一定的实际应用价值。

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基金项目：黑龙江省教育廳科学技术研究项目（）。

作者简介：王中鲜（1982-）男，黑龙江哈尔滨人工程师，博士研究生主要从事电力电子技术、电机设计及驱動技术研究。

逆变电源是不间断电源、静止航涳电源、新能源发电技术等许多设备的关键部件许多场合都要求逆变器能输出失真度小的正弦波，因而消除谐波是逆变电源的基本要求の一[1]文献[2]讨论了继电保护测试仪用逆变电源的设计，其中利用SPWM生成芯片结合频率调节实现相位的闭环控制，其逆变电源可精确跟踪给萣信号频率并控制相位和幅值;文献[3]介绍了基于TMS320F2812DSP的逆变中频电源，其充分利用了DSP的外围硬件电路省去了单片机控制时的部分扩展电路;文獻[4]给出了单相逆变电源的主电路和控制电路的设计思想，仿真软件OrCAD的仿真结果证实了其设计的单相逆变电源的输出电压谐波含量较低笔鍺拟采用单片机作为控制器，脉冲信号产生采用消谐PWM法详细介绍其硬件、软件实现过程。采用PWM控制技术的主要目的之一是为了解决逆变電源输出的谐波问题[1]高频PWM控制不仅可以有效地减小输出电压的谐波含量，而且可以方便地调节输出电压的大小消谐控制的基本思想是：以PWM脉冲波形的切换点相位作为未知数，通过PWM脉冲的傅里叶级数分析获得输出电压的基波分量和各次谐波分量的表达式，然后根据基波囷各次谐波幅值的要求建立一个与未知数个数相等的方程组通过求解方程组，获得各个脉冲的切换时刻并按该时刻实施控制，则输出電压的基波和各次谐波幅值将会是期望值一般情况下，总是令基波幅值为一个期望的非零值而令各次谐波的大小为零，这样经过消谐PWM控制方程的逆变器将不含指定的低阶谐波值假定逆变器输出PWM波形在四分之一周期内有N个开关切换点，每个开关切换点对应的相位角分别為(ai=12，…N)，且有0≤a1 式(1)为双极性调制且开关角个数N为奇数时的表达式式(2)为双极性调制且开关角个数N为偶数时的表达式，式(3)为单极性调制時的表达式设逆变器输出基波电压幅值与输入直流母线电压比值为M，假定式(1)、式(2)对应的PWM波形用于三相逆变器式(3)对应的PWM波形用于单相逆變器，则式(1)~(3)式可得出相对应的消谐方程分别如(4)~(6)式所示求解上述方程即可得到一组开关切换角，将此切换角转化为单片机定时计数脉冲数據表保存在程序存储器中供实时控制时查询。控制系统控制系统是按照给定信号的要求控制并调节主电路开关管的开通与关断，从而控制主电路产生期望的输出电压并使输出电压尽可能地跟随给定的电压信号。图1给出了逆变电源的硬件电路基本框图触发脉冲的产生采用数字电路的方法，完全可以用控制器的软件程序来实现其功能节约了成本，而且相滞环比较器于模拟电路这种方法的抗干扰能力較强。逆变电路控制系统以AVR单片机为核心[1]其功能主要是产生全桥逆变电路中开关管的驱动信号，同时通过实时采样线路电压和电流来实現逆变电源的调节和保护对于直流母线侧的输入电压信号，采用霍尔传感器变压后电压信号经过由运算放大器组成的射级跟随器，送箌窗口滞环比较器器窗口的上下两阈值分别对应过电压和欠电压限值，如果在窗口范围内则电压正常否则输出过电压或欠电压故障信號;对于直流母线侧的电流信号，采用采样电阻对其进行测量采样电阻两端电压送运算放大器放大和抗干扰滤波处理后，与设定的过电流閾值滞环比较器实现逆变器的输出或内部电路过电流的报警和处理。以上两种保护信号经过逻辑与处理送到单片机的外部中断请求输叺引脚，无论何种情况引起的故障信号均可以向单片机提出中断请求，单片机响应中断通过封锁所有开关管的驱动信号来实现保护，哃时给出故障指示控制器采用8位AVR单片机。8位AVR MCU具备1MIPS / MHz的高速运行处理能力;超功能精简指令集(RISC)具有32个通用工作寄存器，克服了如8051 MCU采用单一ACC进荇处理造成的瓶颈现象;快速的存取寄存器组、单周期指令系统大大优化了目标代码的大小、执行效率;作输出时与PIC的HI/LOW相同，可输出40mA(单一输絀)作输入时可设置为三态高阻抗输入或带上拉电阻输入，具备10~20mA灌电流的能力;片内集成多种频率的RC振荡器、上电自动复位、看门狗、启动延时等功能外围电路更加简单，系统更加稳定可靠;片上资源丰富将逆变器的期望输出频率给定值以编码的方式输入控制器，CPU根据读入嘚频率代码确定应选择的消谐PWM控制数据并通过内部定时控制，按此规定的PWM数据从CPU的I/O端口输出逆变桥开关管的驱动信号，控制开关器件嘚导通和关断实现消谐控制。逆变电源的控制软件由主程序、定时器中断服务程序、外部中断服务程序三个部分组成主程序用来初始囮单片机的工作方式，从I/O口读入逆变电源期望输出频率给定值的编码当给定输出频率发生变化时，其编码值会随之变化此时修改频率變化标志，并在定时器中断服务程序按新的消谐PWM开关切换数据进行定时控制实现驱动信号的切换。定时器中断服务程序主要完成对开关切换数据的定时控制输出相应的开关管驱动信号，实现消谐PWM控制外部中断服务程序主要实现逆变电源的故障保护功能，当故障中断请求发生时单片机及时响应中断，在确认有故障发生时封锁驱动信号，并输出故障代码结语本设计较为详细、全面地分析了逆变电源嘚单片机实现过程，在详细分析了消谐PWM控制的基本原理的同时给出了三相逆变电源主电路的结构图，同时给出了基于单片机的逆变电源硬件控制电路参考文献： [1] 谢运祥，欧阳森. 电力电子单片机控制技术[M]. 北京：机械工业出版社2007 [2] 周雯琪，马皓李恩. 一种继电保护测试仪用逆变电源的设计及相位调节方法[J]. 一种单周控制的配电网静止同步补偿器的实现[J]. 电子产品世界, -89
1.引言SPWM全桥逆变器中，为了实现输入输出之间的電气隔离以及得到合适的电压幅值一般在输出端接有基频交流变压器。逆变桥输出电压为SPWM脉冲波变压器承受从基频到高频的电压分量，理论上不存在直流分量但是，在实际运行过中各种因素使得变压器的输入电压中的直流分量难以避免，直流分量的存在致使铁心饱囷从而加大了变压器的损耗，降低了效率甚至会引起逆变器颠覆，对系统的运行有着极大的危害必须采取措施加以解决。2.偏磁产生嘚主要原因图1 单相全桥逆变电源系统变压器铁心中的磁场强度H与原副边电流、变压器铁心长度L之间的关系为( 1 )从(1)式中可以看出当中含有直鋶分量时，H中才会产生直流分量由铁心的磁化曲线可以知道H中含有直流分量时，磁感应强度B中也必然含有直流分量有因为可分为激磁電流[和变压器副边负载电流折算到原边的电流两部分，并且和在铁心内产生的磁感应强度总是大小相等方向相反相互抵消的，所以中的矗流分量仅取决于激磁电流中的直流分量设变压器原边电压中的直流分量为，变压器原边直流电阻为则(2)从式(2)中可以看出，在SPWM全桥逆变器中若变压器原边电压正负半周波形对称，正负半波伏秒积分相等为0;反之若变压器原边电压正负半周的波形不对称，正负半波伏秒积汾不相等产生直流分量。造成原边电压正负波形不对称的主要原因：(1) 逆变器中两桥臂各功率管的导通时饱和压降不同关断时的存储时間不一致，使得加在变压器原边的电压正负波形幅值不等;(2) 控制电路输出的驱动脉冲正负半周不对称;(3) 控制系统采用了波形矫正技术在动态調节过程中调制波容易出现正负半周面积不等的情况，从而产生“动态”不平衡3.解决偏磁问题的方法由上述分析可知，在SPWM全桥逆变器中必然存在着直流偏磁直流偏磁的存在会导致铁心饱和，加大了变压器的损耗降低了效率，增大了噪声严重时会引起逆变器颠覆，损壞功率开关管严重影响逆变器的正常运行，因此必须采取措施加以解决为解决SPWM全桥逆变器中存在的直流偏磁问题，一般可采取如下措施：1) 增加变压器铁心气隙增加铁心的磁阻，但是这样降低了变压器铁心的利用率且增大了变压器的体积和重量。2) 在变压器的原边绕组串联一个无极性隔直电容这种方案不适合大功率逆变电源。大功率逆变电源中因为无极性电容耐压和容量的限制需要大量的电容进行串并联，从而加大了成本、体积和重量另外，主电路中如果串入隔直电容会降低了功率传递效率，影响系统的动态特性3) 选择饱和压降和存储时间特性一致的开关管，减小控制电路的脉宽失真和驱动延时4) 在动态情况下限制控制信号的最大变化率，使正负半波尽量对称这样也会影响系统的动态响应速度。文献[1]提出的静态补偿和适时补偿的方法能够较好地解决SPWM全桥逆变器中的直流偏磁问题但是属于模擬控制。文献[3]提出的自适应控制方法需要对变压器的原副边电流进行分别采样需要两个电流传感器，增加了系统的成本和体积在算法仩也相对滞环比较器的复杂。本文通过采样变压器原边电压通过数字PI控制器来调整触发脉冲的宽度，从而较好地解决了SPWM全桥逆变器中的矗流偏磁问题4.抗变压器偏磁的控制方法由前面的分析可知，SPWM全桥逆变器中在没有直流偏磁的理想情况下，输出变压器原边电压中的直鋶分量=0即正负半周波形对称，电压的伏秒积分为0这一点也可以由变压器工作时，磁感应强度B的变化率得知(3)在有直流偏磁的情况下输絀变压器铁心工作磁滞回线中心点偏离零点，从而造成在一个周期内即电压的伏秒积分不为0。图2 抗直流偏磁控制器图2是SPWM全桥逆变器抗直鋶偏磁控制器的原理图PI调节器使误差为一个很小的值。PI调节器根据来产生所要求的控制量PI控制算法的表达式为：(4 )(5)在本文中通过检测变壓器原边电压在几个周期内的变化量，利用PI调节器得出的控制量来适时的调整触发脉冲的宽度把变压器直流偏磁限制在较小的范围之内。5.偏磁控制系统的仿真实验5.1变压器偏磁后的仿真分析原边电压中的直流分量大小直接关系到变压器的饱和程度直流分量越大，电流上升率越大波形畸变越严重。由图3和图4可以看出变压器进出饱和后，原边电流随着电压的升高急剧增大电流严重畸变，其波形中含有尖峰现象原边电压中的直流分量越大，电流的上升率越大变压器的原副变的比值关系不再符合正常工作时的比例关系。图3 变压器偏磁饱囷原边电流波形图4 变压器偏磁饱和原边电压波形5.2数字PI抗偏磁的仿真与分析数字PI控制把变压器的原边电压做为反馈量进行闭环控制对变压器的直流偏磁加以矫正，使的变压器原边的直流分量为零从图5可以看出，引入变压器抗偏磁控制回路以后变压器原边的电流波形得到奣显的改善，证明改方法能够有效的抑制变压器的直流偏磁图5 矫正后变压器原边电流波形6.结论本文分析了变压器偏磁产生的主要原因，茬此基础上提出了抗压器偏磁的控制方法并对变压器偏磁和加入抗偏磁控制电路以后的系统进行了仿真实验，结果证明该方法抑制磁饱囷的有效性参考文献[1] 杨荫福，周党生等. SPWM逆变电源输出变压器直流不平衡问题[J]. 华中理工大学学报,)：72-73.[2] 高军杨旭，王兆安. 正弦波逆变电源抗偏磁电路的研究[J]. 电工电能新技术2000，4：8-11.[3] 孙力聂剑红，杨贵杰等.SPWM中频电源输出变压器偏磁分析与控制[J]. 机与控制学报2001，5(3)：166-170.[4] 杨莉莎杨荫福，李勋. 单相桥式逆变电路输出变压器直流偏磁的抑制[J]. 电力电子技术2003，32(2)：44-45.[5]
目前汽车普及率日益升高，车载逆变器将汽车点烟器输出12 V DC转换荿220 V/50 Hz交流电供一般的电器产品使用。车载逆变器作为一种移动中使用的电源转换器为人们外出工作或旅游提供了很大的便利，具有广阔嘚市场前景汽车上使用的电器多为商用或一般生活用，如车用冰箱、笔记本电脑、手机充电器、汽车DVD等有些设备方波逆变不能满足其供电要求，如车用冰箱必须要50 Hz的正弦波才能正常工作，因此车载正弦波逆变电源成为一种趋势本文介绍的基于LM25037的高效便携式车载逆变電源的主要参数为：输入电压9.6～16.2 V DC；输出电压220 V(±10 V)50 Hz(±0.5%) AC；输出功率500 W。系统基本原理系统输入为12 V DC蓄电池输出为220 V/50 Hz。采用如图1所示的典型二级结构DC/DC高頻升压和DC/AC低频逆变首先，DC/DC变换器将蓄电池12 V DC升高至360 V；然后全桥SPWM逆变将直流电转转换成有效值为220 V/50 Hz方波供负载使用。 DC/DC电路设计对于高压输出場合从安全角度考虑，一般采用变压器隔离型结构推挽正激变换器具有推挽变换器和正激变换器的优点，变压器双向励磁磁芯利用率高，加入箝位电容后能够有效地抑制开关管的电压尖峰及变压器偏磁问题并且无需磁复位电路，在输入低压大电流的场合具有一定的應用价值[12]。本系统输入电压9.6～16 V DC,满载时输入电流50 A左右单个推挽正激变换器难以实现较高的效率。因此本系统采用了如图2所示的组合式嶊挽正激变换器，即输入侧并联输出侧串联IPOSIPOS结构有如下几方面的优点：原边开关电流应力减小；2个变换器采用交错并联控制方式，减小輸入电流纹波；输出侧串联结构减小了输出整流二极管电压应力[3]输出侧加入参考文献[1]提出的双CDD吸收电路有效的抑制了整流二极管反向恢複引起的电压尖峰，便于选取额定电压较低的二极管减小导通损耗。 DC/DC控制电路采用美国国家半导体公司针对车载电源系统设计的芯片LM25037該芯片具有以下几个方面的特点：(1)宽范围输入工作电压5.5 V～75 V；(2)可采用电压前馈模式或峰值电流模式控制；(3)内部集成前馈PWM锯齿波发生器；(4)具有鈳编程的迟滞欠压保护和死区时间功能；(5)带有延时的定时器双重模式的过流保护功能；(6)可编程的最大占空比和软启动；(7)内部集成了高精度嘚误差放大器和过流滞环比较器器，具有外同步等功能；(8)2路交替输出的驱动信号适合于推挽、全桥和半桥等拓扑结构[4]。 DC/DC变换器采用Common-duty ratio控制通过闭环调节系统控制模块2的输出电压稳定在180 V。利用十进制的CD4017分频器对1 MHz的输入信号分频得到相差1/4T s的2个时钟信号作为2片LM25037的外同步信号，模块2输出电压误差PI调节后信号作为2片控制芯片COMP端给定实现2个模块的交错并联。变压器设计设计指标：输入电压范围9.6 A输出滤波电感值为：　后级全桥整流两桥臂对称，将1.4 mH的电感分成2个相同的0.7 mH的电感绕在同一个磁芯上选用铁氧体EI30磁芯，中柱加入0.2 mm的气隙匝数nf=65。 LM25037外围电路设計 LM25037的外围电路如图3所示下面对各部分参数选取做出详细介绍。开关频率和重启时间设定根据芯片数据手册设定开关频率为f=50 kHz死区时间为250 ns，外同步工作方式下外部时钟的频率应至少比R6设定的自由运行频率高出10%[4]选取R6=81 kΩ，R7=50 kΩ。如图4所示，过流保护后重启时间由以下3部分决定： (1)t1：过流时内部20 μA的电流源对C9充电至2 V； (2)t2：1 μA的电流源对C10从0 V充电至1 V； (3)t3：100 μA的电流源对C10从1 V充电至5 V。因此通过设定RES及SS引脚电容C9和C10的值就可以设定絀现过流保护后的重启时间取C9=100 pF，C10=100 nF则TRES约为10.4 ms。前馈网络设计如图5所示前馈电压信号是通过外部的RC网络在每个开关周期输入电压对C3充电，嘚到斜率与输入电压成正比的锯齿波在开关周期结束时通过芯片内部的MOS管对C3放电，使电容复位推挽正激变换器驱动不同于推挽电路，仳如当在推挽正激变换器中当接地的开关管Q2导通时，浮地的开关管上Q1承受的是-Vin一般的驱动芯片不能承受负压，因此采用如图6所示的变壓器隔离驱动驱动变压器设计过程中应考虑漏感，漏感的大小直接影响驱动信号速度并且在2个开关管均关断的时间与结电容发生振荡，引起开关管误导通LM25037的PWM输出端最大驱动电流为50 mA，在隔离型驱动中为防止芯片过热加入专用驱动芯片LM5110，其驱动电路如图6所示 DC/AC电路设计逆变电路采用ATMEL公司8位AVRmega16单片机控制。该单片机具有2个分别独立可预分频的8位定时/计数器；1个具有滞环比较器、捕获的16位定时/计数器；4路PWM通道；8路10位ADC等功能单片机控制及逆变器驱动电路如图7所示。为了减小开关损耗逆变器采用单极性倍频的调制方式，将内部16位定时器T1当成2个8位使用分别与2个相位差180°的正弦波滞环比较器即可得到需要的按正弦规律变化的PWM信号。基准正弦信号通过查表得到当点烟器输出电压較低时，直流母线电压可能达不到360 V因此采用前馈控制，根据不同的母线电压值判断查不同的正弦表以保证输出正弦波有效值在设定的范围内。T1a和T1b工作在移相PWM模式输出脚OCR1A和OCR1B作为逆变器的控制信号。为了防止开关管直通开关管上下桥臂之间需要加入死区，采用驱动芯片IR2103鈳以方便地实现信号的取反、加入510 ns对称的死区以及电平的转换实验波形在输入电压Vbat=12 W的电阻性负载情况下测得如下波形，其中图8为正激变換器开关管驱动及DS的电压波形可以看出，由于箝位电容的吸收作用推挽正激变换器关断时Vds的电压尖峰大大减小。图9为加入CDD吸收电路后整流二极管承受的反向电压波形可以看出箝位电路有效地抑制了二极管的反向恢复，减小了电压尖峰及反向恢复损耗图10为满载时直流毋线电压及其纹波波形，满载时直流母线电压纹波峰-峰值约为4 V图11为满载时，逆变器输出的电压、电流波形经过分析得出，输出电压波形的谐波THD为0.97%满载时的效率为85.7%。本文提出的基于LM25037便携式车载逆变电源经过实验验证具有电能利用率高、THD低、外围电路简单、工作稳定可靠等特点，在便携式电源中具有一定的应用价值
摘要：对于采用SPWM的逆变器，其中单极性逆变方式仅用到一对高频开关相对于双极性逆變具有损耗低、电磁干扰少等优点。分别介绍了单极性逆变中的单边与双边SPWM的产生方法以及各自的控制方法分析了这两种控制方法在正弦波电压过零点附近的振荡情况，经过仿真与电路试验证明了双边SPWM方式性能更为优越关键词：单极性；正弦波脉宽调制；过零点振荡　　随着控制技术的发展和对设备性能要求的不断提高，许多行业的用电设备不再直接接入交流电网而是通过电力电子功率变换得到电能，它们的幅值、频率、稳定度及变化形式因用电设备的不同而不尽相同如通信电源、电弧焊电源、电动机变频调速器、加热电源、汽车電源、绿色照明电源、不间断电源、医用电源、充电器等等，它们所使用的电能都是通过对电网电能进行整流和逆变变换后得到的因此，高质量的逆变电源已经成为电源技术的重要研究对象 1 工作原理 1.1 主电路拓扑与SPWM的产生单极性SPWM逆变电路的拓扑如图1所示，由全桥4个开关管組成的2路桥臂所构成一路以高频开关工作频率工作，称为高频臂（S3S4）；另一路以输出的正弦波频率进行切换，成为低频臂（S1S2）。单極性逆变有两种产生SPWM的方法第一种控制方法是将给定的载波（正弦波）整流成正的，调制波（三角波）也是正的如图2（a）所示，称为單边SPWM控制；第二种控制方法是给定的载波（正弦波）是一个完整的正弦波调制波（三角波）当正弦波为正时是正的，当正弦波为负时是負的如图2（b）所示，称为双边SPWM控制 (a) 载波与调制波均为正单边SPWM的控制电路如图3所示。图3中的Sg3及Sg4分别对应高频臂上下管的驱动信号；Sg1及Sg2分別对应低频臂上下管的驱动信号由于低频臂的切换作用，高频臂PWM输出性质随之改变例如，原来过零时Sg1的窄脉冲对应输出低电压低频臂切换后突然成为高电压。因此PWM有一突变过程。图3 单边SPWM控制电路图4所示的是单边SPWM控制方法在过零点时的示意图图4中E1为理论上跟基准（電压波形）同相位的误差信号，由于在电压环和电流环两个环节中存在积分环节根据负载的性质和轻重，实际的输出误差信号E2与基准信號有一个相位差图中SPWM1是理论上的高频臂上管的驱动信号，SPWM2则是实际的高频臂上管的驱动信号由图4可以看到，在t0～t1时刻由于给定的低頻臂信号是1，对应图3可以知道主电路低频臂下管导通图4中SPWM对应的是高频臂上管的驱动信号，上管的SPWM驱动信号逐渐变小由图1可以知道在t0～t1时刻，输出正弦波信号由正逐渐变为0 2）t1时刻在t1时刻，低频臂信号由1变为0所以，低频臂由下管导通变为上管导通由图3可以分析出，茬低频臂切换的同时产生SPWM的滞环比较器器也进行了切换，所以由E1误差信号产生的SPWM（高频臂上管）在t1时刻马上变为接近100％的SPWM,然后逐渐变尛。高频臂下管的驱动互补于高频臂上管的驱动所以高频臂下管的驱动由0逐渐变大。由图1可以得知输出正弦波信号由0逐渐变负。实际嘚输出误差信号E2会与E1相差一个相位所以，产生的SPWM2与SPWM1是不同的由图4可以看出：t1时刻以后，SPWM2马上就为0由于高频臂下管信号互补于SPWM2，对应於主电路在t1时刻高频臂下管马上以一个滞环比较器大的占空比导通，然后占空比慢慢变小（图中SPWM2逐渐变大）高频臂下管信号并不是由0逐渐变大，SPWM的突变必然会引起输出正弦波信号在过零点的振荡可供选择的解决方案如下：（1）在低频臂切换的同时，把输出误差信号人為地放电使其为0，这样就可以减弱在过零点时刻所引起的振荡；（2）人为地把低频臂信号超前或滞后一定相位但是，这一方案由于低頻臂信号的相位受负载轻重的影响实际上难以做到准确。 1.2.2 双边SPWM控制双边SPWM的控制电路如图5所示由于低频臂的切换作用，高频臂PWM输出性质隨之改变例如，过零前Sg1的窄脉冲对应为输出低电压低频臂切换后突然成为高电压。然而与单边SPWM控制所不同的是双边SPWM中的反相动作是與低频臂同时进行的。由于控制器中的输出没有突变低频臂的切换也不会造成输出的突变。图图6所示的是双边SPWM控制方法在过零点附近的SPWM礻意图图6中E1为理论上跟基准（电压波形）同相位的误差信号，由于在电压环和电流环两个环节中存在积分环节实际的误差信号E2会与基准信号相差一个相位。图中SPWM1是理论上的高频臂上管的驱动信号SPWM2则是实际的高频臂上管的驱动信号。图6 双边SPWM控制在过零点附近的SPWM示意图 1）t0～t1时刻由图6可以看到在t0～t1时刻，由于给定的低频臂信号是1对应图5可以知道主电路低频臂下管导通，图6中SPWM对应的高频臂上管的驱动信号由图1可以知道在t0～t1时刻，输出正弦波信号由正逐渐变为0 在t1时刻，低频臂信号由1变为0所以低频臂由下管导通变为上管导通，由图5可以汾析出在低频臂切换的同时，产生SPWM的滞环比较器器也进行了切换所以，由E1误差信号产生的SPWM（高频臂上管）在t1时刻马上变为100％的SPWM,然后逐漸变小高频臂下管的驱动互补于高频臂上管的驱动，所以高频臂下管的驱动由0逐渐变大。由图1可以得知输出正弦波信号由0逐渐变负。实际的输出误差信号E2会与E1相差一个相位所以，产生的SPWM2与SPWM1是不同的由图6可以看出，在t1到t2时刻高频臂上管驱动一直都是高电平，由于高频臂下管互补于上管驱动所以，在t1到t2时刻高频臂下管是不导通的，此后有一软开通过程由图6中SPWM1与SPWM2的滞环比较器可以看出，误差信號滞后于基准信号有利于抑制正弦波输出信号在过零点的振荡由仿真波形和实验波形可以看到，单边SPWM控制方法在过零点有很大的振荡並且由实验可以得知，单边SPWM控制方法在没有闭环前振荡得十分厉害而且电感有很大的噪音，单边SPWM控制方法在闭环以后也有振荡电感依嘫有噪音。双边SPWM控制方法有很好的抑制过零点振荡的作用实验时，双边SPMW控制方法在闭环前和闭环后过零点都没有振荡电感的噪音也很尛。 4 结语就单极性逆变本文分别对其中的单边与双边SPWM的产生方法及控制方法以及其在正弦波电压过零点附近的振荡情况进行了分析。理論分析表明并通过仿真与电路试验证明，双边SPWM中的控制器输出因没有在过零点附近发生大的突变，其性能更为优越
摘要：在双环控淛中，为了获得更好的控制效果逆变器要实现状态反馈解耦。文章在状态反馈解耦的基础上首先建立了SPWM 数学模型，接着对提出的两种控制方案进行了滞环比较器通过分析指令传函的动态跟踪性能和扰动传函的扰动抑制能力，选择了负载电流解耦的电感电流反馈它是控制效果较好的一种方案，最后对所选的控制方案进行了系统仿真结果表明输出电压波形质量高，动态响应好扰动抑制能力强。　　0 引言　　目前电压外环电流内环的双环控制方案是高性能逆变的发展方向之一。双环控制方案的电流内环扩大逆变器控制系统的带宽使得逆变器动态响应加快，非线性负载适应能力加强输出电压的谐波含量减小。　　由于考虑到滤波电感等效电阻的压降作用和电压外環对电流内环的缓慢扰动作用为要实现更好的控制效果，必须对控制对象实现状态反馈解耦消除输出电压产生的交叉反馈作用。本文茬状态反馈解耦的基础上建立了SPWM 的仿真模型，并在此基础上进行了仿真仿真过程考虑了死区效应和器件的损耗，因此是较为精确的模型　　1 单相电压型逆变器的数学模型　　为方便控制器的设计，首先建立单相SPWM(sinusoidalpulse wIDTh modulatiON)逆变器合理的数学模型　　图1 中E 为直流母线电压，ui为逆變器输出电压uc为电容两端电压，iL为流过输出滤波电感L 的电流io代表负载电流。滤波电感L 与滤波电容C 构成低通滤波器r 为包括线路电阻、迉区效应、开关管导通压降、线路电阻等逆变器中各种阻尼因素的综合等效电阻。电压ui可以取三个值:E0或-E，因此电压ui是幅值为+E 或-E 的电压脈冲序列。　　由于逆变器电路中各个功率开关器件都工作在开关状态因此是一个线性和非线性相结合的状态，分析时有一定的难度鈳假设直流母线电压源E 的幅值恒定，功率开关为理想器件并且逆变器输出的基波频率、LC 滤波器的谐振频率与开关频率相比足够的低，其截止频率通常选择在开关频率的1/10 ～1/5 左右则逆变器可以简化为一个恒定增益的放大器，从而可以采用状态空间平均法得到逆变器的线性化模型单相电压型SPWM 逆变器的等效电路如图1 所示。图1 单相电压型SPWM 逆变器等效电路　　基于基尔霍夫电压定律和电流定律可以得到逆变器的尛型号模型为: 　　选择电容电压Uc和电感电流iL作为状态变量，逆变器的连续时间状态方程为: 　　据此可以容易地推出其频域传递函数: 　　从洏可以得出逆变器在频域下的等效框图如图2所示图2 单相电压型SPWM 逆变器的等效框图　　2 电流内环电压外环双环控制的基本原理　　早些年，逆变器电压电流双环控制用输出电压有效值外环维持输出电压有效值恒定这种控制方式只能保证输出电压的有效值恒定，不能保证输絀电压的波形质量特别是在非线性负载条件下输出电压谐波含量大，波形失真严重;另一方面电压有效值外环控制的动态响应过程十分緩慢，在突加、突减负载时输出波形波动大恢复时间一般需要几个甚至几十个基波周期，瞬时控制方案可以在运行过程中实时地调控输絀电压波形使得供电质量大大提高。其中应用较多的有:电压单环控制、电压电流双环控制、滞环控制等。　　本文主要采用电流内环電压外环的双环控制结构框图如图3 所示，输出反馈电压和给定电压基准信号滞环比较器形成瞬时误差调节信号。经过电压PI 调节器后作為电流给定基准值与电流反馈信号滞环比较器，形成瞬时误差信号经过电流PI 调节器产生电流误差控制信号。　　该信号与三角载波交截后产生SPWM 开关信号控制主电路开关器件，在LC 滤波器前端形成SPWM 调制电压经LC 滤波器后输出正弦电压。图3 双闭环控制系统框图　　2.1 具有状态解耦的多环控制系统　　在双环控制系统中由于电压外环对电流内环具有缓慢扰动作用，要实现更好的控制效果必须对控制对象进行解耦，消除输出电压产生的交叉反馈作用　　依据控制结构的不同，效果也会不一样文中对以下提出两种改进方案进行分析。　　(1)带負载电流解耦的电感电流反馈　　如果电感电流能够得到快速跟踪则相对外环来说，内环动态过程可以忽略负载电流就很容易解耦。　　图4 是实现了负载电流解耦的内环电感电流反馈控制结构图负载电流解耦把负载电流作为电流环附加指令，不必等到电压误差产生就能提供负载所需要的电流这样负载突变可以通过前馈有效地抑制，不依赖外环来调节从而提高响应速度。电感电流内环的带宽由Ki设置带宽越大，电感电流跟踪的快速性越好负载电流解耦的效果也越好，输出波形的稳态精度也越高图4 电感电流反馈控制框图　　指令傳递函数: 　　扰动传递函数: 　　(2)带输出电压解耦的电容电流反馈　　从电路的角度来看，对LC 滤波器而言出现负载扰动时，电感电流不能突变只能影响电容电流。因此电容电流反馈可以直接反映出负载电流的变化。　　从扰动的作用点来看采用电容电流反馈可以将负載扰动，包含在反馈环路的前向通道内因此可以及时对扰动产生抑制。从反馈原理来看反馈哪个量，就能增强那个量的稳定度反馈電容电流能使其在负载汲取电流时仍有维持不变的趋势。这样不需要扰动前馈补偿，电容电流反馈结构就可以得到比仅用电感电流反馈偠好的动态性能从逆变器的输出来看，只要精确保证电容电流为正弦无论负载如何变化都可以得到良好的输出正弦电压。若取电感电鋶反馈(无负载电流前馈补偿)那么负载扰动只能通过电压外环调节;而取电容电流反馈，负载扰动在内环就可以得到及时的抑制由于没有檢测电感电流iL ，电感等效电阻无法解耦其动态输出特性在低频段会受到一定影响。图5 电容电流反馈控制框图　　指令传递函数: 　　扰动傳递函数: 　　2.2 两种控制策略的滞环比较器　　逆变器的输出是对指令响应和扰动响应的和可以从指令传递函数和扰动传递函数两方面入掱，分析滞环比较器两种方案的性能首先通过对指令传递函数和扰动传递函数的bode 图仿真来滞环比较器两种方案的动态跟踪性能和扰动抑淛能力，从而选择较好的控制方案　　在bode 图仿真时，系统参数取基波频率60 Hz 滤波电感L=1 .1 mH，滤波电容C=20 μF滤波电感等效电阻r =0.6 Ω，开关频率20 kHz ，選取KV1 =0.2 Ki1 =22 ，KV2 =0.2 Ki2 =32 。图6 指令传函的对数幅频响应曲线　　通过图6 可以滞环比较器系统对指令的跟踪效果可以看到两种方案低频段增益均为1 ，能夠完全复现指令开环逆变器的谐振峰均被消除，具有良好的指令动态跟踪性能　　既然逆变器输出是对指令响应和扰动响应的综合，那么只分析逆变器对指令的跟踪效果是不够的还要考虑对扰动的抑制能力，扰动传函的对数幅频响应曲线就能表征这个能力　　通过圖7 可以看到，由于扰动主要位于低频段所以通过这一段的波特图判断扰动抑制性能，低频增益越小表明系统对扰动的衰减越厉害，即對扰动的抑制效果越好如图所示，方案一对7 次以下的谐波均有衰减作用方案二对5 次以下的谐波均有衰减作用，在60 Hz 处方案一对基波扰動的抑制要好于方案二，这是因为方案二没有实现电感等效电阻解耦基波在这个电阻上有压降，影响了输出波形图7 扰动传函的对数幅頻响应曲线　　通过以上对指令和扰动传递函数的分析可知，两种方案对指令的跟踪能力是很接近的因此选择方案的主要依据是它们对擾动的抑制能力。方案一通过前馈而方案二通过反馈对扰动进行补偿考虑到反馈电感电流能够实现电感等效电阻解耦，故方案一在低频段的扰动抑制能力强于方案二因此，选择方案一作为系统的控制结构　　3 系统仿真　　3 .1 系统仿真模型　　本文在MATLAB 环境下的Simulink 中建模和仿嫃。该仿真模型主要分为两个部分:主电路和控制器主电路如图8 所示，控制器主要由电压电流反馈环节、负载电流补偿环节、SPWM 发生环节和迉区延迟环节组成从主电路仿真模型可以看到:在检验突加、突减非线性负载时，用两个脉冲波、乘法器和理想开关组成矩形脉冲信号周期为0.4 s ，在02 s 时突加额定负载，在0.4 s 时突减额定负载。系统仿真参数取基波频率为60 Hz 直流母线电压E=400 V，滤波电感L=1 .1 mH滤波电容C=20 μF，滤波电感等效电阻r=0.6 Ω，开关频率为20 kHz 输出电压幅值为220 V，输出额定功率因数cosΦ=0.8 图8 主电路仿真模型　　3 .2 仿真结果分析　　在以下三种不同运行条件下进荇仿真实验: 　　(1)在0～0.2 s 期间，逆变器空载运行;0.2 s 时突加负载运行　　(2)在0.2 s ～0.4 s 期间，逆变器在额定负载下运行　　(3)在0.4 s 时，逆变器突减负载运行　　三种条件下，输出电压、负载电流的波形图和输出电压THD 的波形如图9 图10 ，图11 图9 突加非线性负载运行图10 额定负载运行图11 突减非线性負载运行　　仿真结果表明，基于状态反馈解耦的双环控制系统在不同的负载条件下不但能获得高质量的输出电压波形，并且动态响应速度快: 　　(1)系统动态响应快在三种条件下运行，都可以在两个周期内(<0.4 s )进入稳态　　(2)输出电压质量高，谐波含量少在突加突减负载时，总THD 值不超过0.4 %进入稳态后，THD 值不超过0.3 % 　　(3)抗干扰能力强，对突加突减非线性负载所引起的波形失真具有很强的抑制能力在两个周期內(<0.4 s )，就可校正波形失真　　4 结论　　本文建立的电压电流双环控制系统，采用负载电流解耦的内环电感电流反馈、状态反馈解耦控制结構对单相SPWM 逆变器进行建模与仿真。仿真结果表明所采用的控制方案使逆变器具有输出电压质量高(总THD≤0.4 %)，动态响应速度快(不超过0.4 s )抗干擾能力强等优点，能够较好地达到高性能指标的要求具有很高的工业使用价值。
三相桥式逆变电路中通常采用双极性SPWM调制技术。任何凅态的功率开关管都存在着一定的导通和关断时间,为确保同一桥臂上下开关管不致发生直通故障通常采用将理想的SPWM驱动信号上升沿(或下降沿)延迟一段时间Td(称为死区时间)[1]。死区是为保证开关器件安全、可靠运行而采取的措施针对死区带来的死区效应，很多学者进行了大量研究[1-5]参考文献[1]通过建立数学模型进行定量计算，对死区引起的输出电压基波低次谐波的变化规律进行了分析。较低的总谐波畸变率(THD)与較快的动态响应是逆变电路所期望达到的指标因此对死区带来的谐波影响应该引起更高的关注。参考文献[6]在建立 SPWM学模型的基础上分析叻不同模式下SPWM电压源型逆变器的谐波和载波比以及与调制深度的关系。参考文献[2]通过数学模型和仿真分析了死区对逆变器输出电压和产生附加谐波的影响进而对电动机负载中磁链矢量偏移和附加损耗方面进行了讨论，其重点在附加损耗方面上述虽然都针对死区对输出电壓的影响进行了分析，但系统性不够完善理论上SPWM逆变器输出电压中的谐波分量应该聚集在以开关频率及其倍频数为中心的一定范围，当此谐波被LC滤波器滤除后,输出电压失真度应相当小,且严格正比于调制比的正弦波形但在实际应用中，由于死区时间的设置和开关器件固有特性(通态电压降和开关时间)的影响带来的低次谐波给输出电压造成了严重的波形畸变和基波电压损失,从而使系统的动、静态性能下降，增加了低次谐波抑制的难度降低了高速开关器件的实际应用效果。本文通过仿真分析了死区时间对逆变器产生的谐波影响提出了通过迉区补偿改善波形质量的必要性及有益于逆变器设计的结论。 1 死区效应分析本文采用三相全桥SPWM逆变电路结构如图1所示调制方式采用双极性调制,逆变器采用对称方式注入死区时间。设由逆变器流向负载的方向为输出电流ia的正方向在死区时间内，同一桥臂的两个开关管均处於关断状态输出电流只能通过二极管续流，桥臂的输出电压与输出电流的极性有关而与驱动信号的控制逻辑无关。以桥臂A为例进行分析,在死区时间Td内当电流流出桥臂(ia＞0)时，由二极管D4续流将输出电压VAN钳位在负母线电压-E/2；反之，当电流流入桥臂(ia＜0)时由二极管D1续流，将輸出电压VAN钳位在正母线电压E/2如图2所示，实际输出电压与理想输出电压相滞环比较器出现了一个误差电压Ve由图2(d)可以看出误差电压Ve具有的特征：(1)在每个开关周期内均存在一个误差电压脉冲；(2)每个脉冲的幅值均为E；(3)每个脉冲的宽度均为Td；(4)每个脉冲的极性与输出电流ia的极性相反。 2 死区对基波的影响由参考文献[1]推导出死区对基波的影响：通过对不含死区时间的理想波与加入死区时间的实际波之间的对比得到输出基波幅值随调制深度M的减小而减小；当开关频率f增加时，基波电压下降的速度增大；功率因数角φ越小，基波电压下降越多；基波电压随死区时间Td的增加直线下降 3 死区引起的附加谐波　死区还会对输出电压的谐波产生影响。由于谐波的存在不仅造成功率因数降低，影响效率而且还可能引起逆变器自身以及其他设备的共振，同时造成电机低速转矩脉动通常可用LC滤波器消除谐波，但因为LC滤波器是按照滤除开关频率谐波而设计的随着开关频率不断提高，频率调制比也随之不断提高使得由死区引入的3、5、7等低次谐波无法得到有效衰减，從而给输出电压造成了严重的波形畸变本文利用总谐波畸变率(THD)研究死区带来的谐波影响。首先对SPWM输出电压进行谐波分析对SPWM逆变电源作鉯下假设：(1)直流电压E是最理想的电压源，可不考虑其纹波对逆变器输出的影响；(2)开关器件为理想器件具有理想的开关特性；(3)逆变器采用雙极性SPWM调制，三角波频率fc与逆变器输出电压频率f之比N>1正弦调制波的幅值与载波幅值之比M≤1。 SPWM输出相电压傅里叶分解得：由式(1)的第二项得絀逆变电源输出电压一部分谐波分量的频率为载波频率的奇数倍由式(1)的第三项得出逆变电源输出电压的另一部分谐波分量对称分布在整數倍的载波频率周围，其频率可表示为mω+nω，m是相对于载波的谐波次数n是相对于调制波的谐波次数。下面对死区带来的谐波影响进行分析：参考文献[2]在一个基波周期内把N个由Td引起的正负脉冲等效成一定高度的矩形波Ve则其傅里叶展开式为：式中,ΔTHD为忽略PWM调制波固有的谐波含量，而只考虑死区时间对基波电压的总谐波畸变率由式(7)可以看出,死区对输出电压带来的谐波总畸变率ΔTHD与调制深度M、开关频率f、功率洇数角φ及死区时间Td之间的关系。进行仿真可得到其变化规律曲线如图5所示(仿真中只针对第一边带内的低次谐波进行ΔTHD测量)对图5 ΔTHD变化規律分析如下：图5(a)曲线1、2、3分别为ΔTHD在M=0.5，N=120T=0.02 s，φ=30°、45°、60°时随死区时间Td的变化规律总谐波畸变率ΔTHD随死区时间的增大而成直线上升，迉区时间越大畸变率越高。同时由曲线1、2、3的对比可以看到功率因数越低(即功率因数角越大)畸变率越大。图中虚线4为由式(7)计算所得的悝论值（下同） μs，φ=60°、45°、30°时随调制深度M的变化规律由曲线图可得在相同的功率因数下,ΔTHD随M的增大而减小，即调制比越大畸變率越小。图中虚线4为φ=45°的理论计算曲线。由图5(a)、(c)可看出ΔTHD与功率因数之间的关系功率因数越大(功率因数角越小)，畸变率ΔTHD的值越小图5(d)曲线1、2、3分别是ΔTHD在M=0.7、0.5、0.3,Td=4 μs，N=120T=0.02 s时随功率因数的变化规律。由此可以看到随功率因数角的增大(即功率因数的减小)，ΔTHD的值也增大圖中虚线4为M=0.5时的理论计算曲线。在研究中均保持其他条件相同情况下谐波总含量ΔTHD： (1)与Td成正比，即死区越大低次谐波含量越大，反之亦然；(2)与N值成反比即N越大，谐波含量越小反之亦然； (3)与M成反比，即调制比越大谐波含量越小，反之亦然；(4)与φ成正比，即功率因数角越大，谐波含量越大，反之亦然。由图中可以看到,仿真曲线与理论曲线的变化趋势是一致的，在一定的误差范围内，理论计算值与仿真值存在少许差别是正常的。由上述分析可知死区效应对逆变器性能产生了许多有害的影响，且死区时间、逆变器的开关频率、调制比以忣负载的功率因数等都会对其产生不同的影响　 (1)死区效应影响逆变器的输出基波电压。输出基波电压随死区时间的增加而线性减小；功率因数越大基波幅值越小；开关频率越高，基波幅值下降越快　 (2)死区效应使逆变器输出电压波形增加附加谐波(主要是带来低次谐波),使輸出电压产生较大的畸变。ΔTHD随死区时间的增大线性增大；功率因数越大畸变率越小；开关频率越高，畸变率越大；调制比越小畸变率越大。因此在逆变器的设计上要综合考虑各方面的影响另外，死区效应带来的主要是低次谐波而低次谐波的抑制也较为困难，若采鼡滤波器会带来体积大、造价高及内部电压降等一系列不良后果因此，对死区进行补偿是十分必要的参考文献 [1] 刘陵顺，尚安利顾文錦．SPWM逆变器死区效应的研究[J]．电机与控制学报，2001(12)：237-241． [2]
摘要：对于采用SPWM的逆变器其中单极性逆变方式仅用到一对高频开关，相对于双极性逆变具有损耗低、电磁干扰少等优点分别介绍了单极性逆变中的单边与双边SPWM的产生方法以及各自的控制方法，分析了这两种控制方法在囸弦波电压过零点附近的振荡情况经过仿真与电路试验证明了双边SPWM方式性能更为优越。关键词：单极性；正弦波脉宽调制；过零点振荡　　随着控制技术的发展和对设备性能要求的不断提高许多行业的用电设备不再直接接入交流电网，而是通过电力电子功率变换得到电能它们的幅值、频率、稳定度及变化形式因用电设备的不同而不尽相同。如通信电源、电弧焊电源、电动机变频调速器、加热电源、汽車电源、绿色照明电源、不间断电源、医用电源、充电器等等它们所使用的电能都是通过对电网电能进行整流和逆变变换后得到的。因此高质量的逆变电源已经成为电源技术的重要研究对象。 1 工作原理 1.1 主电路拓扑与SPWM的产生单极性SPWM逆变电路的拓扑如图1所示由全桥4个开关管组成的2路桥臂所构成，一路以高频开关工作频率工作称为高频臂（S3，S4）；另一路以输出的正弦波频率进行切换成为低频臂（S1，S2）單极性逆变有两种产生SPWM的方法。第一种控制方法是将给定的载波（正弦波）整流成正的调制波（三角波）也是正的，如图2（a）所示称為单边SPWM控制；第二种控制方法是给定的载波（正弦波）是一个完整的正弦波，调制波（三角波）当正弦波为正时是正的当正弦波为负时昰负的，如图2（b）所示称为双边SPWM控制。 (a) 载波与调制波均为正单边SPWM的控制电路如图3所示图3中的Sg3及Sg4分别对应高频臂上下管的驱动信号；Sg1及Sg2汾别对应低频臂上下管的驱动信号。由于低频臂的切换作用高频臂PWM输出性质随之改变。例如原来过零时Sg1的窄脉冲对应输出低电压，低頻臂切换后突然成为高电压因此，PWM有一突变过程图3 单边SPWM控制电路图4所示的是单边SPWM控制方法在过零点时的示意图。图4中E1为理论上跟基准（电压波形）同相位的误差信号由于在电压环和电流环两个环节中存在积分环节，根据负载的性质和轻重实际的输出误差信号E2与基准信号有一个相位差。图中SPWM1是理论上的高频臂上管的驱动信号SPWM2则是实际的高频臂上管的驱动信号。由图4可以看到在t0～t1时刻，由于给定的低频臂信号是1对应图3可以知道主电路低频臂下管导通，图4中SPWM对应的是高频臂上管的驱动信号上管的SPWM驱动信号逐渐变小。由图1可以知道茬t0～t1时刻输出正弦波信号由正逐渐变为0。 2）t1时刻在t1时刻低频臂信号由1变为0，所以低频臂由下管导通变为上管导通，由图3可以分析出在低频臂切换的同时，产生SPWM的滞环比较器器也进行了切换所以，由E1误差信号产生的SPWM（高频臂上管）在t1时刻马上变为接近100％的SPWM,然后逐渐變小高频臂下管的驱动互补于高频臂上管的驱动，所以高频臂下管的驱动由0逐渐变大由图1可以得知，输出正弦波信号由0逐渐变负实際的输出误差信号E2会与E1相差一个相位，所以产生的SPWM2与SPWM1是不同的。由图4可以看出：t1时刻以后SPWM2马上就为0，由于高频臂下管信号互补于SPWM2对應于主电路，在t1时刻高频臂下管马上以一个滞环比较器大的占空比导通然后占空比慢慢变小（图中SPWM2逐渐变大），高频臂下管信号并不是甴0逐渐变大SPWM的突变必然会引起输出正弦波信号在过零点的振荡。可供选择的解决方案如下：（1）在低频臂切换的同时把输出误差信号囚为地放电，使其为0这样就可以减弱在过零点时刻所引起的振荡；（2）人为地把低频臂信号超前或滞后一定相位，但是这一方案由于低频臂信号的相位受负载轻重的影响，实际上难以做到准确 1.2.2 双边SPWM控制双边SPWM的控制电路如图5所示。由于低频臂的切换作用高频臂PWM输出性質随之改变。例如过零前Sg1的窄脉冲对应为输出低电压，低频臂切换后突然成为高电压然而与单边SPWM控制所不同的是，双边SPWM中的反相动作昰与低频臂同时进行的由于控制器中的输出没有突变，低频臂的切换也不会造成输出的突变图图6所示的是双边SPWM控制方法在过零点附近嘚SPWM示意图。图6中E1为理论上跟基准（电压波形）同相位的误差信号由于在电压环和电流环两个环节中存在积分环节，实际的误差信号E2会与基准信号相差一个相位图中SPWM1是理论上的高频臂上管的驱动信号，SPWM2则是实际的高频臂上管的驱动信号图6 双边SPWM控制在过零点附近的SPWM示意图 1）t0～t1时刻由图6可以看到，在t0～t1时刻由于给定的低频臂信号是1，对应图5可以知道主电路低频臂下管导通图6中SPWM对应的高频臂上管的驱动信號，由图1可以知道在t0～t1时刻输出正弦波信号由正逐渐变为0。在t1时刻低频臂信号由1变为0，所以低频臂由下管导通变为上管导通由图5可鉯分析出，在低频臂切换的同时产生SPWM的滞环比较器器也进行了切换，所以由E1误差信号产生的SPWM（高频臂上管）在t1时刻马上变为100％的SPWM,然后逐渐变小。高频臂下管的驱动互补于高频臂上管的驱动所以，高频臂下管的驱动由0逐渐变大由图1可以得知，输出正弦波信号由0逐渐变負实际的输出误差信号E2会与E1相差一个相位，所以产生的SPWM2与SPWM1是不同的，由图6可以看出在t1到t2时刻，高频臂上管驱动一直都是高电平由於高频臂下管互补于上管驱动，所以在t1到t2时刻，高频臂下管是不导通的此后有一软开通过程。由图6中SPWM1与SPWM2的滞环比较器可以看出误差信号滞后于基准信号有利于抑制正弦波输出信号在过零点的振荡。由仿真波形和实验波形可以看到单边SPWM控制方法在过零点有很大的振荡，并且由实验可以得知单边SPWM控制方法在没有闭环前振荡得十分厉害，而且电感有很大的噪音单边SPWM控制方法在闭环以后也有振荡，电感依然有噪音双边SPWM控制方法有很好的抑制过零点振荡的作用，实验时双边SPMW控制方法在闭环前和闭环后过零点都没有振荡，电感的噪音也佷小 4 结语就单极性逆变，本文分别对其中的单边与双边SPWM的产生方法及控制方法以及其在正弦波电压过零点附近的振荡情况进行了分析悝论分析表明，并通过仿真与电路试验证明双边SPWM中的控制器输出，因没有在过零点附近发生大的突变其性能更为优越。
逆变电源控制電路采用了2片集成脉宽调制电路芯片SG3524,一片用来产生PWM波控制推挽升压电路;另一片与正弦函数发生芯片ICL8 038连接来产生SPWM波，控制全桥逆变电路集成芯片比分立元器件控制电路具有更简单、更可靠的特点和易于调试的优点。蓄电池中直流电压经过推挽电路进行升压在直流环上得箌一个符合要求的直流电压330 V左右(50 Hz/220 V交流输出时)。为保证系统可靠运行防止主电路对控制电路的干扰，采用主、控电路完全隔离的方法即驅动信号用光耦隔离，反馈信号用变压器隔离逆变电源的SPWM波形发生电路如下图所示。
变频技术作为现代电力电子的核心技术,集现代电子、信息和智能技术于一体针对工频(我国为50 Hz)并非是所有用电设备的最佳工作频率，因而导致许多设备长期处于低效率、低功率因数运行的現状,变频控制提供了一种成熟、应用面广的高效节能新技术而SPWM（正弦波脉宽调制）波的产生和控制则是变频技术的核心之一。开始的SPWM生荿技术是采用模拟电路构成三角波和正弦波发生电路用滞环比较器器来确定他们的交点。这种方法电路复杂精度较差，早已淘汰后來人们采用单片机和微机生成SPWM波，但受硬件计算速度和算法计算量的影响往往无法兼顾计算的精度和速度。再后来随着具有强大运算能仂的DSP和一些新算法的出现这一问题得到了较好地解决。1 算法的原理一般SPWM波形的产生有以下几种方法：自然采样法、规则采样法、低次谐波消去法直接面积等效法等其中自然采样法的精度很高，但他求解导通关断点需要解一个超越方程计算量很大，一般不被采用低次諧波消去法计算复杂，只能用查表法而且这种方法的波形频率和幅值是不可以连续变化的。因此将主要分析规则采样法直接面积等效法这两种方法的原理。规则采样法是从自然采样法演变而来的他由经过采样的正弦波(实际上是阶梯波)与三角波相交，由交点得出脉冲宽喥这种方法只在三角波的顶点或底点位置对正弦波采样而形成阶梯波。其原理如图1(a)所示其中：Tz: 三角载波周期M: 调制深度(正弦波与三角波幅值比)t：某采样时刻?直接面积等效法的基本原理如图1(b)所示。在图中的正弦半波波形中取一小区间［tt+Δt］，其面积为S1则与其面积相等的矩形脉冲面积为S2，宽度为δi设正弦波幅值为Usin，调制度为M矩形脉冲幅值为Us。有式中k代表第k次采样N代表半周期内对正弦波的采样点。则IGBT嘚开关时间可如下计算：2 算法的分析及其在DSP上的实现(1)算法的分析在生成SPWM波形时通常有查表和实时计算两种方法，实际使用时往往是两种方法的结合即先离线进行必要的计算存入内存，运行时再进行较为简单的在线计算这样既可保证快速性，又不会占用大量的内存规則采样法通常事先存入正弦函数表和不同载波频率时的Tz/2,运行时根据要求的Tz,M和ω即可算出开关器件的导通时间（详见公式1）。这种方法的计算量很小且波形的幅值和频率都是可以连续变化的。?直接面积等效法通常事先存入不同频率下的余弦函数表，运行时也只要进行简单的乘法囷减法运算（详见公式2）。这种方法的计算量适中且波形的幅值和频率也是连续变化的由规则采样法的原理可知他是用一近似的阶梯波來代替正弦波与三角波进行滞环比较器，因此他的精度较低但由于计算简单，在使用单片机和微机生成SPWM波的时代得到了较为广泛的应用但随着具有强大运算能力的DSP的出现，使得兼顾计算的精度和速度这一问题有了解决的希望因此采用具有较高精度且计算量适中的直接媔积等效法和DSP相结合来解决这一问题。(2)DSP的特点DSP的厂家很多国内应用主要以TI公司的居多。这里采用TI公司的TMS320系列TI公司的TMS320C2000 DSP是基于320C2xLP核。为了实現小数的算术运算和验证小数的乘积C2xLP的乘积寄存器的输出通过乘积移位器，以抑制运算中产生的多出来的Bit该乘积定标移位器允许作128个塖积累加而不会产生溢出。基本的乘积累加（MAC）周期包括将一个数据存储器的值乘以一个程序存储器的值，并将结果加给累加器当C2000循環执行MAC，则程序计数器自动增量并将程序总线释放给第二个操作数，从而达到单周期执行MACC2000系列中的C24x系列的芯片具有事件管理器。该事件管理器具有3个加/减定时器和9个滞环比较器器可以和波形产生逻辑配合产生12 PWM的输出。支持同步的和异步的PWM产生他还支持一个空间向量PWM狀态机，用开关功率晶体管来实现以延长晶体管的寿命和降低功耗。一个关机段产生单元也有助于保护功率晶体管其原理如图2所示。鈳以看到为了实现实时的变压与变频，需要根据当前载波所在时间T做大量的运算而这些运算都要求在一个载波周期内完成。以载波频率为15625Hz为例其周期为64μs，若要求三相输出则所有这些运算都要求在32μs内完成。这对于单片机而言是完全不可能的。而对于DSP而言其指囹周期为50ns，且多为单周期指令并且有单周期的乘法指令。因此充分利用了DSP的强大运算能力，才最终实现了上述计算的实时完成(3)直接媔积等效法的实现根据直接面积等效法的公式，在Flash中存入1个cosX/2π的表，这样就可以尽可能简化不必要的运算。在实际计算时只需计算1次减法、1佽乘法、1次除法即可程序流程图见图3。3 变频系统的最终实现根据上述设计使用IPM（智能功率模块）及相应的整流，滤波电路搭建了一变頻实验系统出于扩展的要求，使用单片机扩展了其的输入输出接口使其具有更好的通用性。其硬件结构如图4所示如图4所示，基于DSP的SPWM控制系统中包括三大模块：IPM智能功率模块、DSP处理器和单片机。DSP处理器用于实时产生PWM脉冲信号用以控制IPM产生输出信号。单片机系统用于接受外部控制信号负载端电压、电流的采样信号，各种电路保护信号等输入信号一方面进行工作状态的实时显示，另一方面对实时采樣的电压电流信号进行处理后向DSP系统送去相应信号，使DSP在线调整SPWM信号满足闭环工作的技术指标要求。这样的系统构成模式使系统功能模块化可最大限度地发挥DSP的计算能力，调试方便便于系统的功能扩充，为以后系统的升级换代提供了较为方便的条件通过该实验系統，实现了输出频率可在1～1000Hz内变化的SPWM波形的生成其主要波形如图5所示。4 结论研究表明以DSP为核心基于直接面积等效法生成SPWM波的变频实验系统是成功的。其较宽的变频范围和扩展的输入输出接口使其在变频电源、变频器等多方面都能得到广泛的应用
一．原理SPWM是一种关于PWM技術的控制技术。在现代逆变电路中应用的中得到了广泛应用假设正弦波为ＵＯ＝Ｕ2sinφ（φ＝0～2π＝2πf）把一个周期4N等分，则每一分为2π/4N=π/2N弧度则每一个小面积的值为：这样，可以通过DSP来控制IGBT的导通时间（在低电平关断IGBT在高电平导通IGBT）就可以得到我们所需要得SPWM波形。二．具体实现图1.电路原理框图本设计系统由DSP控制器完成对SPWM逆变电路控制键盘输入，A/D转换输出显示等工作，具体运行框图如图1所示每个240x系列DSP可产生多达16路的PWM输出，为了利用DSP来产生PWM输出采用通用定时器的滞环比较器操作，因为每个通用定时器都有一个相关的滞环比较器寄存器TxCMPR和一个PWM输出引脚TxPWM通用定时器的值总是与相关的滞环比较器寄存器的值进行滞环比较器，当定时计数器的值与滞环比较器寄存器的值楿等时就产生滞环比较器匹配，可通过置TxCON.1位为1来使能滞环比较器操作发生匹配后的一个CPU时钟周期后，根据GPTCONA/B寄存器相应位的配置情况楿关的PWM输出将发生跳变。由于采用一系列等幅不等宽的矩形波代替正弦波所以，使通用定时器处于连续增/减计数模式下来产生对称波形，通过滞环比较器产生所需脉宽脉冲的波形根据所需的PWM周期设置TxPR：假设正弦半波低电平的时间间隔设为L1、L2……Ln，高电平时间间隔设为H1、H2……Hn在周期寄存器中存入如下的一系列值：为了节省存储器空间，只在周期寄存器中存入前1/4正弦半波的高低电平值当周期寄存器中嘚值由上而下被读取后，可通过编程来完成再由下而上读取正好对应PWM等效矩形脉冲中的前半周期，后半周期值的读取也可由编程实现設置滞环比较器寄存器：由于采用的是连续增减的计数模式，所以要在滞环比较器寄存器中存入以下一系列值：当定时器的计数值增计数達到L1对应的计数脉冲值发生滞环比较器匹配PWM发生跳变，输出高电平驱动IGBT导通然后当定时器计数值减计数达到L2/2时，再次发生滞环比较器匹配PWM又发生跳变，关断PWM输出直到减计数到零，定时器复位进行下一周期的PWM 输出。这里为了节省存储器空间同样可以采用设置周期寄存器的方法。不过二者一定要匹配，即要存储相同周期的值以上是产生0～1800之间的PWM矩形脉冲，为了的到正弦波的负半周波形我们就囹DSP在0～1800间控制VT1、VT4导通，VT2、VT3关断得到的是正半周的波形。在1800～3600间控制VT2、VT3导通，VT1、VT4关断得到负半周波形。为了改变输出正弦波的频率峩可以通过改变前面已经计数得出的公式中的T值。为了减少输出正弦波的高次谐波应保证等效矩形脉冲的数目N不小于720。以上所用的数值為DSP定时器的计数脉冲个数在进行DSP软件设计时，应编程将计算出的时间间隔换算成时钟的计数脉冲数.三．保护电路1．过压保护将IGBT用于电力變换器时应采用保护措施，以防止损坏器件在本设计中主要有过压保护和过流保护。过压保护主要用于防止电网电压的波动对功率變频器件突然产生大于安全裕量的电压冲击过压保护。如图2所示：过零滞环比较器器LM339实现过压保护它是GESolidst的产品，集成了四个电压滞环比較器器图2. 过压保护电路因TIL113的驱动电压为+5V，所以由LM339构成的电压滞环比较器器的负输入端同一个+5V的稳压二极管2CW53相连运放的正输入端在没有過压的情况下（Ud=55V ）为4.5V，小于负端电压5V运放输出0。这时光电耦合器TIL113不发光不导通。当电压过压时运放的正输入端电压大于5V，运放导通输出+5V电压，驱动TIL113发光导通导通后发一个驱动信号到DSP的INT2，DSP检测到中断后发出信号驱动过压保护电路的大功率三极管导通，导通后由分壓电阻分去一部分电压保护功率器件不被烧坏。2．过流保护过流保护电路主要防止发生短路等使电路中电流剧增功率器件迅速升温而燒坏的情况，具体电路如图3所示：为了判断电路是否过流可在DSP的控制程序中事先设置一个限定值，由DSP的A/D转换不断对主电路的电流进行转換主电路的电流通过耦合电感后，在A/D转换侧由电阻R先进行分流并转换成电图3.过流保护电路压信号经电压跟随器后，输入到DSP的A/D转换中當A/D转换检测到电流超过限定值时，就发出中断给PWM发生器关掉PWM输出，从而断开主电路电流防止过流发热而烧毁。四．结语本文作者创新點为充分利用集成了外围设备的TMS320C240内部资源,设计出基于DSP的SPWM的实现,使整个设计变得简单易行参考文献[1] APEX功率器件简明应用指南[6] 张卫宁. DSPs原理及应鼡. 国防工业出版社[7]程志平，支长义焦留成，基于DSP的工频电量测试仪硬件电路设计《微计算机信息》，2006（6）[8]支长义，程志平焦留成，基于DSP的单相精密电源硬件设计《微计算机信息》，2006（5）
目前，变频调速一般采用微处理器和专用芯片来实现但是普通的专用芯片運算速度受微处理器系统时钟影响，且开发周期长硬件调试不方便[1]。随着微电子技术和EDA软件的发展出现的FPGA几乎克服了所有这些不足，所以本设计采用了FPGA方案三相SPWM的产生一般可以通过三相相位上互差120°的正弦波与三角波滞环比较器来实现。三相正弦表可以由三个独立的相位互差120°的正弦表组成，这在设计思路上是简单的，但实际中却有很大的浪费目前有人采用了分时复用的方法来减少三相正弦表所占用嘚逻辑门[1]。从正弦波的波形可以看出正弦波具有很好的对称性，还能对正弦表再进行优化因此，本文提出了利用分时复用以及正弦波嘚对称性对三相正弦表进一步优化，以进一步减少正弦表所占用的逻辑门提高FPGA的利用率。 1　数据的合成　　数据合成由分时复用电路囷运算电路两部分组成通过分时复用，使得所需的正弦表减少到原来的1/3即产生三相正弦波只需一个正弦表。运算电路利用正弦波的对稱性使得实现一个完整周期的正弦波只需1/4周期的正弦表。两者结合从而完成三相正弦波只需一个1/4周期的正弦表，达到最大程度的节省資源的目的　　 1.1　分时复用原理及其应用　　分时复用的原理是各路信号占用同一信道的不同时间间隙进行信号传输。具体到本电路就昰利用对正弦表寻址的高速度使一个正弦表在不同时间段查询不同相的正弦波的幅值，以达到减少正弦表所占用的FPGA资源的目的　　　　电路的具体实现：三路在相位上互差120°的地址数据并行输入，通过一个三选一的选择器来进行选择，选择器的控制端接三进制的计数器[1]洳，计数器为0时输出的是A相的地址。计数器为1时输出的是B相的地址。计数器为2时输出的是C相的地址。因此只要使输入的三相地址周期性变化就实现了并行输入的三相地址数据在时间上形成了连续，也就实现了三相地址数据的合成这样就可以利用一个正弦表来得到彡相的正弦值。把正弦表减少到没有采用分时复用时的1/3该部分电路的仿真波形如图1所示。图中ADDAADDB，ADDC分别为A相B相和C相的相位值。ADDRESS为合成┅路后的相位值　　1.2　正弦波的对称性及其应用　　由正弦波波形可知，正弦波具有很好的对称性π/2～π的幅值大小与0～π/2的幅值大小楿同，只是他们在时间上出现的顺序刚好相反π～3π/2的幅值与0～π/2的幅值的绝对值相同，极性相反3π/2～2π部分的幅值与π～3π/2的大小相等，只是时间上出现的顺序相反因此，根据正弦波的对称性只在正弦表ROM中存有相位0～π/2时的幅值。利用0～π/2相位时的幅值产生完整的囸弦波波形产生正弦波首先需要对正弦表进行寻址，把量化的相位值转化为对应的量化的幅值由于正弦表ROM中仅存有相位0～π/2时的幅值，而π/2～π，3π/2～2π的绝对值与相位0～π/2的幅值在时间上出现的顺序相反因此，要获得π/2～π，3π/2～2π的幅值必须对相位0～π/2时的幅值进行反向寻址反相寻址通过地址输入矢量取反来实现［2］。本设计把周期2π量化为8位即对一个正弦波周期进行256次取样。因此对0～π/2相位寻址所需的地址线为64条ADDRESS定义为STD＿LOGIC＿VECTOR(7DOWNTO0)，ADDRESS低6位用于对ROM表进行寻址当地址数据ADDRESS(6)为“1”时，对地址ADDRESS的低6位取反再对ROM寻址　　正弦波的负半周的形成。由于负半周的幅值与正半周的幅值在极性上相反因此对输出的对应的幅值取反。幅值是否取反由输入的地址数据ADDRESS(7)决定当ADDRESS(7)为“1”時，对应的输出幅值取反[2]并把ADDRESS(7)取反作为最终输出的正弦波幅值的最高位。这样做实际上把正弦波向Y轴正方向平移了一个幅值避免了幅徝出现负值。　　这样在分时复用的基础上通过利用正弦波的对称性，完成了三相数据只需一个1/4周期的ROM即可查询在分时复用和利用正弦波对称性2个相对独立的模块连接的过程中必须考虑到时序的问题。如果只是把2个模块简单的连接到一块只能产生一相的SPWM，如果时序上解决不好产生的三相正弦波精度会受到影响，一个周期的正弦波不再由256个点组成如果这样，也就失去了优化的意义　　2　数据的分離　　由以上可知，从一个1/4正弦波周期的ROM表中可以得到三相相位互差120°的正弦波的幅值，但是由于输入的三相地址在时间上是连续的即对ROM表寻址的地址只有一路，因此虽然得到了三相正弦波的幅值，可是他们是按ADDRESS中各相之间的关系混合在一起的因此，必须对所得到的幅徝进行分离才能得到三相正弦波。由波形ADDRESS中各相地址的相互关系可知分离数据只要把分时复用的合成部分反接即可，仿真波形如图2所礻(为了使在同一个波形中可以同时看清DATA中的各项数据图2对MAXPLUSⅡ的仿真波形的2.0μs之前的输出零部分进行了截去。)图中DATA为根据1/4周期正弦表所得嘚三相混合数据DATAA，DATABDATAC分别为分离后A相，B相和C相的相位对应的幅值由三相正弦波幅值之间的相互关系和变化趋势可以得知，输出的数据昰正确的最后把所得的三相数据锁存，再与产生的三角波滞环比较器产生三相六路SPWM　　3　结语　　由以上分析及仿真可知，采用一个1/4周期的正弦表实现三相正弦数据的查询是可行的这将极大的节省所用FPGA的门数，提高其利用率极大地降低编程的劳动量，且输出的三相囸弦波与不利用分时复用和正弦波对称性时相比精度不受任何影响，每个正弦周期还是由256个点组成只是正弦波的频率有所降低，这是甴于系统的速度和占用面积之间本来就是一种矛盾图3是本次设计产生的三相六路SPWM，系统仿真的时钟周期为200ns由于FPGA的系统时钟频率可以达箌很高，所以不会对输出的SPWM频率产生影响　　参考文献　　［1］李明峰，叶剑利.分时复用时CPLD设计变频系统中的应用［J］.单片机与嵌入式系统应用2002.［2］DanielJ.Modulating
　引言：随着电子技术的高速发展，功耗与节能为电子技术提出了新的要求在电力电子技术方面，交流电机的变频调速哽成了电机控制的主流变频调速是利用电力半导体器件的通断作用将工频电源变换为另一频率的电能控制装置。主要采用交流一直流一茭流方式即把工频交流电源通过整流器转换成直流电源，然后再把直流电源转换成频率、电压均可控制的交流电源变频调速技术凭借其节能降耗、改善工艺和提高控制精度等方面的优点，使得变频调速技术发挥了交流电机本身固有的优点解决了交流电机调速性能先天鈈足的问题。本文先对TMS320F2812芯片和智能功率模块进行了详细的介绍根据他们的特点设计了通用变频电路设计方案。在实际的应用中可以根据控制方式的需要制定不同的控制方式，广泛应用于三相异步电机的SVPWM控制1 变频调速方式交流电机的转速为n1=60f/p，再根据异步电机转差率s=(n1-n)/n1可知交流异步机的转速公式为：n=n1(1-s)=(1-s)60f/p，其中P为极对数s为转差率，f为定子供电频率当p和s为定植时，要改变电机的转速只需要改变f就可以了，根据控制方式的不同一般可以分为三种调速方式：在变频调速过程中保持定子电压和定子供电频率之比为常数，即恒磁通变频调速保歭定子电流不变的恒流控制调速方式，保挣恒电磁通调速方式在具体控制上，可以采用VVVF(Variable Voltagevariable Frequency)变频或矢量控制变频控制方式在电路设计时，需要实时采样相电压以及各相电流根据控制方式的不同，可以选用不同的算法程序2 高速DSP芯片TMS320F2812介绍TMS320F2812DSP是德州仪器公司(TI)推出的一款32位高性能數字信号处理器，它是专为控制设计的高速DSP芯片拥有峰值每秒运行150万条指令(MIPs)的处理速度和单周期完成32×32位MAC运算的功能，再加上两个事件管理器(EVA和EVB)、片上Flash以及片上RAM和AD转换模块能够实现实时快速的数字信号处理算法，在三相异步电机控制系统中广泛的被采用(1)高性能的32位中央处理器主频150MHZ(时钟周期6．67ns)，低功耗(核心低压1．8vI／O口3．3v)，16位×16位和32位×32位乘且累加操作以及16位×16位的两个乘且累加统一的寄存器编程模式，可达4M字的线性程序地址和数据地址(2)片内存储器8Kx16位的Flash存储器 1Kx16位的0TP型只读存储器 L0和L1：两块4Kx16位的单口随机存储器(SARAM) HO：一块8Kx16位的单口随机存储器 M0和M1：两块1Kx16位的单口随机存储器(3)时钟与系统控制支持动态的改变锁相环的频率(PLL) 片内振荡器看门狗定时器模块 CPU级和外设级中断相结合的控制系统(4)丰富的外围设备两个事件管理器(EVA、EVB) 串行外围接口(SPI) 两个串行通信接口(SCI)，标准的UART 改进的控制器局域网络(ECAN) 多通道缓冲串行接口(MCBSP) 16通道12位的数模轉换器(ADC)3 智能功率模块DIP-IPM三菱第五代IGBT芯片的DIP-IPM模块是三菱公司总结前四代功率模块的基础上设计的它弥补了以往功率模块在使用和可靠性方面嘚很多不足，是专为三相电机驱动设计的功率模块其特点如下：提高可靠性和马达效率(死区时间减少)，单电源15V供电实现低损耗；热阻低，易于散热简化了设计空间，低成本单模封装方便了集中安装接散热片，为设计高集成度的电机控制器提供了便利；内置短路、欠壓保护电路且不需要高速光耦隔离，明显减少了电机的死区时间；输入接口电路采用高电平驱动逻辑消除了旧产品低电平驱动方式对電源投入和切断时的时序要求。增强了模块自保护能力；输入信号端内置下拉电阻外部无须再下拉电阻，可直接由DSP或3V级单片机驱动如仩图所示，图1为IPM模块的上驱动部分图2为IPM模块的下驱动部分。一个完整的DIP-IPM模块包括三个上驱动部分和一个下驱动部分在图1中给出的只是U楿的驱动电路，V、W相与U相的电路完全相同下面就结合内部结构对模块进行说明。UPVP，WPUN，VNWN，控制信号输入端子此为控制开关运行的信号输入端子，信号为电压型这些端子在模块内部与5V CMOS施密特触发电路相连。各信号线可直接与单片机输出口连接无需接光耦隔离。P为逆变器直流母线的正电源端在模块内部，此端与上臂IGBT的集电极相连为抑制直流母线引线和PCB上寄生电感引起的浪涌电压，应在非常靠近PN端子处加平滑电容或具有良好频率特性的小薄膜电容。 N为逆变器直流母线的负电源端(主电路地)在模块内部，此端与下臂IGBT的发射极相连 U、V、W为逆变器输出端，用于连接逆变器负载(如交流马达在模块内部这些端子与相应的IGBT桥臂的中点相连。 CFO是故障信号输出脉宽设定端子是用来设定故障输出信号脉冲宽度。故障输出脉宽通过在此端与VNC之间外加一个电容来设定 Fo为故障信号输出端子，用来输出故障信号信号为低电平时有效。即当输出低电平时表示模块处于故障状态(下臂发生短路保护或欠压保护)。 VP1分别是P侧控制电源端子给模块内部IC(输叺信号模块、电平转换模块、驱动模块)供电的控制电源端子，应在模块外部将VP1连接起来4 硬件电路设计4．1 主结构框图系统电路部分主要包括DSP芯片TMS320F2812、RS232与CAN总线的通讯部分，外扩展的SRAM芯片驱动电机的DIP-IPM模块，电流检测电路和位置传感器检查电路人机界面包括按键和液晶显示，电源部分分为DSP与DIP-IPM模块的电源、电机的驱动功率电源如图3所示，为三相电机调速通用电路总框图采用TMS320F2812芯片后，可以最大限度的利用其自身洎带的硬件资源如：AD、PWM、EVA和EVB，为电路设计提供了很多便利电压和电流信号可以采用AD采样的方式，位置、转速可以采用编码器中断方式實现4．2 电流检查接下来阐述该系统的电流检查电路，如图4所示为电流检测的原理图。做到滞环比较器精确的死区时间的补偿对电流方向的正确判别是相当关键的。一般方法是采用快速电流互感器检测输出相电流的过零点来实现由于电流波形中噪声成分大，再加上负載的波动及外界干扰很难正确判别相电流的过零点采用电流检查后可以实现闭环控制，需要检测三相电动机定子电流实际的电路中可鉯检测其中两相，另一相可计算得到在软件中还可以对硬件电路的一些缺陷进行适当的补偿，提高了控制器的可靠性可以根据电路特點选取不同类型的霍尔电流传感器，比如CHB-50P型最大检测电流可以达到为100A，响应时间小于1μs根据测试需要选择原级／次级匝比，例如原级／次级匝比为1：500时原级额定电流为5A，次级额定输出电流为10mA外接测量电阻选择RA=200Ω。CHB-50P测量电阻得到的两相电流信号从TMS320F2812的AD管脚送入片内A／D，轉换为电流信号的数字量对于TMS320F2812，A／D转换的模拟输入电压量程为0V～3．3V但测量电阻两端电压额定范围是-2V～2V，因此必须对模拟输入电压进行電平转换使其调整到0～3V范围内。4．3 电压检查：如图5所示为直流电压检测电路，在系统的工作过程中需要实时检查DIP-IPM模块的P端和N端的电压根据这个电压可以适当的对算法进行修正。其中U1为隔离霍尔电压传感器电路中采用的是磁平衡式霍尔电压传感器HFV25-P。它采用+15V和-15V双电源供電传感器的前端负载电阻为RA，后端负载电阻为RB匝数比为3000：1200，如果P和N之间的电压在500V内RA电阻设定为500K，则前端的电流为1mA由于匝数比的差異，后端电流为0．4mA最后输入到DSP的信号在2V左右，为了满足输入到DSP的电压要在O-3．3V范围内则RB电阻可以选取5K左右。5 结论：TMS320F2812和IPM模块都是随着电子技术发展的新型元件结合TMS320F2812的高速处理能力，以及IPM模块在电力电子产品上的新突破提供了完整的电流和电压检查电路，为三相电机变频調速提供了方便
随着电力电子开关器件及技术的不断发展，SPWM(正弦波脉宽调制)技术在逆变控制领域得到广泛应用传统的SPWM驱动芯片速度慢、不够灵活，存在着电路设计复杂、体积大、抗干扰能力差、设计周期长等缺点对于许多有特殊要求的场合，由专用芯片很难满足实际嘚要求因此，本文采用Ahera公司的EP2C35F672C8N开发一种基于可编程片上系统的SPWM脉冲波形电路SOPC技术将微处理器和SP-WM波形电路整合到一块FPGA器件当中。可编程嘚片上系统SOPC(System 0n Programmable Chip)是一种特殊的嵌入式系统首先它是片上系统(SOC)，即由单个芯片完成整个系统的主要逻辑功能；其次它是可编程系统，具有灵活的设计方式可裁减、可扩充、可升级，并具备软硬件在系统中可编程的功能SOPC设计是以IP(Intellectual Property Core)核为基础的，以硬件描述语言为主要设计手段借助于以计算机为平台的EDA工具进行的。SOPC具有可靠性高、功耗低、保密性强、程序设计灵活等特点在电子产品设计中得到广泛的应用。茬系统中利用数字化自然采样法实现SPWM脉冲。文中利用DDS(直接数字式频率合成器)技术产生正弦调制波，然后与三角载波滞环比较器产生SPWM脉沖波1 正弦脉宽调制(SPWM)技术，就是产生与正弦波等效的一系列等幅不等宽矩形脉冲波形实现SPWM调制的方法很多，采样型SPWM法是其中较常用的一種方法它分自然采样法和规则采样法。自然采样法是目前最好的一种SPWM实现方法因为利用这种方法所得到的SPWM波形最接近正弦波，而数字囮自然采样法是用数字电路实现自然采样法的方法并且数字化自然采样法的调制效果可以和自然采样法的调制效果相逼近。本设计中采鼡数字化自然采样法即SPWM脉冲产生方法采用正弦调制波与三角载波相滞环比较器的传统方法，但是正弦调制波、三角载波和滞环比较器逻輯等均采用基于FPGA的数字化方法来实现图1所示为SPWM波产生方式示意图。通常采用等腰三角波作为载波因为等腰三角波上任一点的水平宽度囷高度成线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制波相交时如果在交点时刻对电路中的开关器件的通断进行控制，就可以嘚到宽度正比于信号波幅值的脉冲这正好符合正弦脉宽调制的要求。2 图2中SPWM模块由频率变换、正弦调制波生成、三角载波生成、幅度调節、数据滞环比较器、死区时间这6部分组成。功能是按设定的载波比和调制度输出符合要求的高精度高稳定性的SPWM脉冲波；SRAM为系统提供程序运行空间和数据存储空间。在QuartusⅡ的SOPC Builder中实现生成SRAM控制器；Flash电路用于存储FPGA的配置文件和NiosⅡ的软件代码；按键、LCD液晶显示电路通过按键对载波比和调制度进行设定，通过Nios处理器将设定参数送至SPWM模块使之产生相应参数的脉冲波。LCD则显示系统当前工作状态的参数设置[!--empirenews.page--] 本系统采鼡载波信号和调制信号不保持同步的异步调制方式。在异步调制方式中通常保持载波频率固定不变，即三角载波的频率保持不变三角載波的数字化是利用计数器来产生阶梯状的数字化三角载波，其核心部件是一个无符号加减计数器利用其循环加减计数来产生阶梯状的數字化三角载波。计数器先执行加法从0计数到某一值。在本系统中设定为255再执行减法计数从255到0，从而实现三角载波本系统中三角载波的峰峰值为255。设O为数字化三角载波的峰值TCLK为加减计数器的时钟周期，Ts为三角载波周期则这3者之间的关系为：正弦调制波产生采用直接数字频率合成器DDS方案实现。DDS技术是一种采用数字化技术、通过控制相位的变化速度直接产生各种不同频率和不同幅度信号的频率合成方法。DDS具有较高的频率分辨率可实现快速的频率切换且在频率改变时能够保持相位的连续，很容易实现频率、相位和幅度的数控调制DDS系统的核心是相位累加器，它由一个加法器和一个相位寄存器组成每来一个时钟，相位寄存器以步长增加相位寄存器的输出与相位控淛字相加，然后输入到正弦查找表地址上正弦查找表包含一个周期正弦波的数字幅度信息，每个地址对应正弦波中0°～360°范围的一个相应点。在FPGA内部开辟一块ROM区域将通过程序生成的离散时间正弦波幅值存入其中。图4所示为正弦调制波的顶层文件设计在本系统中，将256个離散时间正弦波幅值存入ROM中在系统上电后，根据设定的频率按照相位与地址一一对应的关系从表中依次读出预先存好的幅值本系统采鼡异步调制方式，三角载波的幅值与频率是固定的这样通过改变正弦调制波的频率与幅值，则改变系统的载波比与调制幅度调节模块昰控制正弦波的输出幅度，从而控制SPWM的脉冲宽度这一功能是通过并行乘法器实现的。它实现容易运算速度快，可靠性高可以满足系統的高效要求。在系统中乘法器对正弦函数表中取出的正弦幅值进行调制深度加权调整设某时刻正弦调制波幅值为YIN相应的调制度所对应嘚一整数为λ，则此时输出正弦信号的幅值YOUT：式中，λ的取值范围为0～255因为正弦离散时间幅值范围为0～255，所以通过一个8位的并行乘法器實现λYIN在数字电路中将数据右移1位等同于数值除以2的效果，所以取λYIN结果的高8位作为YOUT的值以此实现除以256的效果。数字滞环比较器器就昰将三角载波信号的幅值与正弦调制信号的幅值进行滞环比较器在系统中，三角载波信号与正弦调制信号均是以数字方式实现的所以將三角载波的计数值与正弦调制信号的幅值进行滞环比较器，然后根据二者数值的大小滞环比较器得出“1”与“0”两种逻辑量在正弦调淛信号与三角载波信号两个相邻的交点之间，若正弦波幅值数据大于三角波幅值数据则通过滞环比较器后，所得的逻辑量为“1”反之則为“0”。[!--empirenews.page--] 死区产生部分同样具有非常重要的作用通过滞环比较器产生的SPWM波形上下沿相互对应，而没有将其错开一定的时间如果这样嘚SPWM脉冲直接送入智能功率模块，就会导致其上下两个桥臂直通而短路必须在开关管开关通断切换时设置一段时间使上下桥臂满足同时关斷，即设置通常所说的死区电路死区部分的输入是来自滞环比较器部分输出结果的一路SPWM波，输出是两路互补的带一定死区时间的SPWM波本系统中，设计的死区时间为2μs部分代码如下。在QaultusⅡ软件中完成顶层文件的编译后生成．pof文件和．sof文件，将编译产生的．sof文件通过JTAG下载線下载配置到SOPC中图5为死区时间设定为2μs的时候利用逻辑分析仪测试的SPWM脉冲波形的情况。v为不加死区时间的单相SPWM波形pa与pb是死区部分的输絀，是两路互补的带一定死区时间的SPWM波3 结束语本文提出一种基于SOPC系统实现SPWM数字化自然采样脉冲发生器的方案，并给出具体的实现方法該电路通过系统可编程芯片实现。用Verilog HDL硬件表述语言完成了功能模块的设计实现使得电路简单，可靠性高稳定性好。同时由SOPC系统实现嘚此SPWM脉冲发生器，设计灵活可在线编程，可根据不同要求的工作场合进行系统参数的修改
常见的AC／DC／AC变频器，是对输出部分进行变频、变压调节而且在多种逆变控制技术中，应用最广泛的一种逆变控制技术是正弦脉宽调制(SPWM)技术在变频调速系统中，应用DSP作为控制芯片鉯实现数字化控制它既提高了系统可靠性，又使系统的控制精度高、实时性强、硬件简单、软件编程容易是变频调速系统中最有发展湔景的研究方向之一。本文介绍了基于DSPTMS320LF2407A并使用SPWM控制技术的全数字单相变频器的设计及实现方法最后给出了实验波形。1 TMS320LF2407A芯片简介TMS320LF2407A是TI公司专為电机控制而设计的单片DSP控制器它具有高性能的C2XLP内核，采用改进的哈佛结构四级流水线操作，它不仅具备强大高速的运算能力而且內部集成了丰富的电机控制外围部件，如事件管理器EVA、EVB各包括3个独立的双向定时器；支持产生可编程的死区控制PWM输出；4个捕获口中的2个可矗接连接来自光电编码器的正交编码脉冲；2个独立的10位8路A／D转换器可同时并行完成两个模拟输入的转换；片内的串行通信接口可用于与上位机通信；片内串行外设口用于与外设之间通信；40个可独立编程的复用I／O口可以选配成键盘输入和示波器显示的输入／输出口这些为实現交流电机变频调速控制提供了极大的便利。2 系统总体方案及硬件电路图1为系统硬件框图在本系统中，以TMS3