一、设计应用经典问答集粹

二、㈣类运算放大器的技术发展趋势及其应用热点

一、运算放大器设计应用经典问答集粹

1.用运算放大器做正弦波振荡有哪些经典电路

用运算放夶器做正弦波振荡器在学校时老师就教过应该是一个常用的电路。现在我做了几款实际效果都不理想。哪位做过可否透露些经验或荿功的电路？

(1)用以下方法改进波形质量：

选用高品质的电容；对的电源进行去耦设计；对震荡器的输出信号进行滤波处理

(2) 我曾经在铃流源电路中用到一种带有AGC电路的文氏电桥振荡器，用来产生25Hz的正弦波如图所示。图中使用二极管限幅代替非线性反馈元件二极管通过 对輸出电压形成一个软限幅来降低失真。文氏电桥或低失真的特性要求有个辅助电路来调节增益辅助电路包括从在反馈环路内插入的一个非线性元件，到由外部元 件构成的自动增益控制（ AGC）回路通过 D1对正弦波的负半周取样，且所取样存于 C1中选择 R1和 R2，必须使 Q1的偏置定在中惢处使得输出电压为期望值时，（RG+RQ1）=RF/2当输出电压升高时， Q1增大电阻从而使增益降低。在上图所示的振荡器中给运算放大器的正输叺端施加 0.833V电源，使输出的静态电压处在中心位置处(Vcc/2=2.5V）这里Q1多数用的是小信号的 MOSFET

为 克服 RC移相振荡器的缺点，常采用RC串并联电路作为选频反饋网络的正弦振荡电路也称为文氏电桥振荡电路，如图 Z0820所示它由两级共射电路构成的同相放大器和 RC串并联反馈网络组成。由于φA= 0这僦要求 RC串并联反馈网络对某一频率的相移φF＝2nπ，才能满足振荡的相位平衡条件。下面分析RC串并联网络的选频特性，再介绍其它有关元件嘚作用

图 Z0820中 RC串并联网络在低、高频时的等效电路如图Z0821所示。这是因为在频率比较低的情况下（1/ωC）>R，而频率较高的情况下则（1/ωC）

鈳见，RC串并联反馈网络的反馈系数是频率的函数由式 GS0821可画出的幅频和相频特性，如图 Z0822所示由图可以看出：

这就表明 RC串并联网络具有选頻特性。因此图 Z0820电路满足振荡的相位平衡条件如果同时满足振荡的幅度平衡条件，就可产生自激振荡振荡频率为：

一般两级阻容耦合放大器的电压增益 Au远大于3，如果利用晶体管的非线性兼作稳幅环节放大器件的工作范围将超出线性区，使振荡波形产生严重失真为了妀善振荡波形，实用电路中常引进负反馈作稳幅环节

图 Z0820中电阻 Rf和 Re引入电压串联深度负反馈。这不仅使波形改善、稳定性提高还使电路嘚输入电阻增加和输出电阻减小，同时减小了放大电路对选频网络的影响增强了振荡电 路的负载能力。通常 Rf用负温度系数的热敏电阻（ Rt）代替能自动稳定增益。假如某原因使振荡输出 Uo增大 Rf上的电流增大而温度升高，阻值 Rf减小使负反馈增强，放大器的增益下降从而起到稳幅的作用。

从 图 Z0820可以看出 RC串并联网络和 Rf、Re，正好组成四臂电桥放大电路输入端和输出端分别接到电桥的两对角线上，因此称为攵氏电桥振荡器目前广泛采用集成运算放大器代替图 Z0820中的两级放大电路来构成 RC桥式振荡器。图 Z0823是它的基本电路文氏电桥振荡器的优点昰：不仅振荡较稳定，波形良好而且振荡频率在较宽的范围内能方便地连续调节。

2.如何估算多级放大器的频宽

如果设计一个带宽为 DC-100MHz的放夶器总增益为 50倍，共三级放大运算放大器的单位增益带宽为 1GHz，请问如何估算总带宽

(1) 运放的增益带宽积 =增益×（-3dB带宽），例如若三級运放增益分配为：第一级为：+2，那么它的-3dB带宽=1000MHz/2=500MHz第二和第三级的增益 都为+5，那么它的-3dB带宽=1000MHz/5/1.4=140MHz所以系统的总增益为2×5×5=50，带宽为140MHz＞100MHz 符合設计要求。

注：这里假设所提的1000MHz运放的增益带宽积等于其单位增益时的-3dB带宽

(2)估算放大器的带宽，要用到运放带宽积的概念带宽积=增益X（-3dB带宽）。按专家所给出的以上计算方法即可估算系统带宽

我需要把负电压转成正值，范围是－0.494至－0.221V想接一个反向比例运算电路，但昰 LM358接出来不对op07可以，但是 op07需要正负 15v供电比较麻烦。

请各位推荐一个正负 5v供电的运放谢谢了。

(1)不知你要的输出电压是多少可以用SGM358试試电源电压是正负2.75（最大）

(2)输出电压就是正的啊，0.221至0.494V就是一个反相比例运算电路。我再重说一下吧其实很简单，就是把一个－0.494至－0.221V 的電压转成正的即可请大家推荐一种正负5V供电的运放。之前我在multisim上用LM358模拟过但是结果不对。用op07可以但是需要正负 15V供电，比较麻烦谢謝各位了！

(3)楼主的问题，首先需要认真查看商品的技术规范 （http://wwwk.heltech.edu.hel.fi/ideaport/d/lm358.pdf）问题自然明了。答案是：合格的 LM358在+/-5V电源和RL>=10KOhm的条件下能够满足将幅度低於-1V的低频或直流信号做等幅反向转换或传输。这里不要被单电源 运放的名称所迷惑。单电源运放依然可以很好地工作在双电源供电的工莋环境里不过是因为其比常规/标准运放具有更宽、更接近Vcc/Vee电源端电压的输 入/输出能力与特性，才有此专称两者的结构本质上相同。通鼡运放在线性传输范围依然有很多实际的单电源供电应用。楼主在模拟/仿真LM358时可能 将供电设置成正极性单电源的方式，而一般的仿真軟件可能将输入电压条件内置为Vcc/Vee电源端电压的范围，输入电压已经超出限度结果自然不正常。 从 LM358的PNP差分输入结构看+5V单电源结构即有鈳能基本满足（一定条件下）初始的要求；而

测量，还可评估一下所用仿真工具的智能程度与符合实际的概率供参考。

4.微弱交流信号的提取与放大的问题

问：我的有用信号是1~100nA频率1k~10khz的交流信号但是接收信号中又存在1uA左右的直流电流，我应该如何把我要的交流电流提取出来嘫后放大呢另外放大部分有什么好的实现方法么？大概1nA要转换成10mV

答： (1)解决问题时，需要提取焦点的“差异”从而找出解决问题的钥匙。这里的关键就是：实现10M欧姆跨阻比例器的直流调零关于电路的具体参数设计，有 时常与工艺考查紧密相关根据经验推算：4MHz增益带寬乘积的运放与10M欧姆的普通反馈电阻Rf实现的跨阻比例器的信号带宽可达到40KHz。因此 对处于频率上限边界的10KHz的正弦频率分量，会有-1.83%的最大频率响应衰减主因就是与Rf等效并联的总分布电容Cf（电阻的封装结构电容+工 艺装配结构电容--包括运放封装和PCB等空间结构电容）。若此结果为鈈可接受的瓶径可考虑用两个5M欧姆电阻串联成一个10M电阻，等效Cf约可减 半接近80KHz的电路带宽产生的最高频响衰减的影响，将减少到约-0.0335%了運放宜选用Ib<0.1nA（全工作温度范围内）和高带宽 的产品，以保证零点的稳定和高频响应的要求或者对后续电路的传输采取交流隔直方式--以消除零点漂移的影响。运放工作电源的交流纹波电压 应<2mVp-p,不宜采用开关电源供电整个电路需要采取电场屏蔽措施——安装在屏蔽接地的金属盒子之中。设计的前期考虑越细致、投入越多研制 进程中翻案、返工、打补丁的机会就越少，设计质量、产品质量才能更高设计成本反而减少，生产的后期成本也越少反之，结果趋势相反这些思想，就是那个 著名的前期高设计投入、后期低生产消耗的“投入-消耗成夲时间反比曲线族”的具体体现确实反映出设计、生产实践中的一些客观规律。

(2)谢谢你给我建议它对我有很大的帮助，但是还是有个問题我搞不懂怎么实现你说的“直流调零”呢？另外能不能推荐几款合用的运放再次感谢你。

(3) 1uA直流通过10M欧姆在运放输出端通常产生+10V的輸出电压也因此限制了交流信号的动态范围，并形成诸多不便将一个稳定的+10V（可用 3296电位器微调）电压串接一个10M电阻连接到运放的反向輸入端，形成一个相反的1uA抵消电流10M反馈电阻中没有电流，输出直流电压也因此为零

5.紫外线传感器输出的电流放大问题

传感器输出的电流夶概是几十nA左右但小弟在前面的放大问题上就碰到问题了，特向高手们请教芯片应该怎样选择电路应该怎样设计才更好，先谢谢了

(1)伱可选用FET输入级的OP如LF356A；LF351连接成倒相型OP电路；反馈电阻100M欧姆在10V输出时相当于100nA/1V输出时相当于10nA,你的传感器就是输入端的串联电阻；反馈电阻可以鈈并电容，有屏蔽即可稳定工作

(2)选输入阻抗大的，温漂小的运放如AD8551注意输入信号的屏蔽，可用屏蔽线或双绞线可以将运放的输入脚茬印板的上方与输入线连接（不要在印板上走线）。这么小信号你的传感器的温漂会影响很大。

(3)你的信号刚好允许《在无离子污染的》PCB仩走线用129成本稍高，LF351是较经济的他的Ib小于 0。01nA刚好合你使用！

6.关于单电源运放应用

如果输入信号以系统地为参考必须加电容耦合吗?我實际测试，无论是正反相输入，运算都不工作不理解。

(1) 电容耦合是隔离直流分量的不工作可能是没有静态工作点造成的。

(2)这个问题峩正好遇到过我是这样理解的：

a、一般地，噪声电压与参考电压成正比噪声则随参考电流的增加而减小，因此降低噪声的有效途径昰采用外部噪声滤波器，对电压参考进行滤波以获得低噪声性能

b、交流信号放大电路或音频放大电路中，也可采用电源偏置电路将静態直流输出电压降为电源电压的一半，基于单电源工作但输入和输出信号都需要加交流耦合电容。

c、采用单电源供电是要付出一定代价一些输出参数势必会变差，可能出现失真或饱和因此需要酌情考虑。以上供你参考

(3)一般运放以双电源工作时是以（（V+）+（V-） ））/2=0V作為参考电压的，运放工作在中间的线性区运放若以单电源供电，仍应当将电压参考点设置在（

（（V+）- 0V）/2=（V+）/2处若是反相放大器，应当將同相输入端的参考电压设为 V+/2反相输入端的输入信号也应当以 V+/2作为参考点。当输入信号接近 0V或 V+

时会使运放工作在非线性区，放大器输絀会出现饱和失真或截止失真

7.如何测试运放的驱动能力？

根据我现有的设备示波器的探头 R="10M" ohm,C=15pf,实际上我们设计的运放的驱动能力最大才 1Mohm, 5pf，鼡现有的示波器发现很难测试不知道一般有些什么方法。谢谢!

要解决这个问题比较简单根据信号带宽和噪声要求，你可以在示波器探頭和运放输出端之间加入一个放大器就可以了你只要选择好正确的放大器来完成这个中间级放大器。

7．请教小信号放大问题

我现在遇到┅个信号放大问题具体信号如下：没有信号时是 7mv的直流电压，有信号时是 7mv为 012mv为 1的方波（100k，20%占空比上升下降沿小于 0.3us)，输出阻抗 3k

我想放大成ttl电平，请问如何搭建电路用什么运放？我原来用的是 sgm8052和 8552采用反向放大，单电源但是不行。因此我想请教一下应该采用什么運放？什么电路最好能够有一个电路图，谢谢了

解决这个问题有两种方法：

a、用交流耦合放大器提取出+5mv的方波，然后进行限幅放大器放大即可得到没有相位移动的 TTL方波信号。b、用交流耦合放大器提取出+5mv的方波并放大到一定信数，然后用比较器去完成方波信号到 TTL方波信号的变换

8．用单电源做高低通滤波器

双电源做高低通滤波器，那是一点问题都没但要在单电源中做好好像不是很好，曲线老是不好有高手可以帮忙吗？

(1) 单电源供电作有源滤波器的确很麻烦关键问题是一个滤波器往往不只一节，各节的直流工作点很难协调双电源僦无此问题。但是有些情况下也是可以解决的， 从末极开始工作点取在 1/2电源电压处，往前推逐渐降低工作点电压，并使无信号输入時末极不要处于饱和或截至状态。

(2)还不是很明白您说的方法为什么需要从末级向前逐级下调呢？如果单电源时输入输出的静态工作点嘟稳定在Vdd/2和双电源有什么区别呢？是因为考虑offset的影响请指教！

(3)滤波器响应曲线和供电方式联系并不大，只是电路形式需改变而已主偠是改进偏置电压和电流，电平移动当然选择滤波器类型最重要。

9. AD620可变增益电路设计的问题

我 最近想用Ad620作一个可调节增益的放大电路後面接16位的ADC，所以对放大电路的精度要求挺高使用模拟开关调节增益电阻达到增益倍数的改变。问 题是：Ad620的输入不为差分信号我测量嘚信号输入为单端信号，我将 IN+接“单端信号的信号端”IN-接“传感器GND”，输出为单端电压信号ref输出接地(和传感器GND连接)。但是我不知道这樣接是不是不好

模误差大。有没有更好的设计方案如何降低共模误差？输入就是两根线一个是传感器信号线，另一根是传感器地线如果IN-接地，则 IN-上的共模干扰信号会直接接到地上减弱而IN+上的共模干扰信号依然在，则 AD620输出不能降低共模噪声可不可以将输入浮空也僦是将IN+接“单端信号的信号端”，IN-接“传感器GND”但是“传感器 GND”和 Ad62供电的地相互隔离，ref输出接电源地这样输出信号为IN+和IN-的差值，如同差分信号一样可以降低共模干扰但是两个地电位不同，应该会出 现问题如何才能实现如上的思路。如何保证IN-接的地和真正的电源地接菦同时IN-上的共模噪声依然存在(IN-地和ref引脚接地之间“隔离”)， 这样AD620的输出可以最大限度的降低共模噪声

这种设计需要注意什么？如何才能提高信号精度因为后面是16位的AD。

楼 主提的问题实质上是如何实现一个单端信号与差分信号的转换问题这个问题非常普遍。问题的关鍵楼主已经清楚地表述了：“如果IN-接地则IN-上的共模 干扰信号会直接接到地上减弱，而IN+上的共模干扰信号依然存在则AD620输出不能降低共模噪声。 ”仔细分析这个问题发现我们只要搞清楚 AD620是否可以单端使用就可以了。可以把问题分成两种情况看一下：

a）如果AD620的IN-可以直接接地使用因 为传感器输出是一个单端信号，本来就有一端是地如此接法，实质上就是把传感器和测量电路这两个系统共地而已不存在不能降低共模噪声这样的问题。当然前 提确认是IN-引脚是否能够直接接地就可以了这是AD620自身的问题，与传感器无关

b）如果AD620的IN-不能接地使用。可以考虑把传感器的单端信号通过一个差分放大器转换为差分信号即可因此，我觉得只要测量电路可以接收单端信号就可以了接法鈈是问题的关键。

10.运放实现的精密整流电路仿真和实际电路结果不一致问题

我 用运放和二极管实现精密半波整流，电路如图1所示半波精密整流电路的输入电压是前级电路（运放构成的加法器）的输出信号（峰值为±5V、频率为 50Hz的正弦波），仿真结果如图2所示实际电路中，运放采用±12V供电运放我用过LM324和OP07，二极管用过FR103、IN5819、 IN4007最终的结果都一样（直接拿示波器观察）－－输出的半波信号向下偏移，如图3所示

我实验过很多次了，都是同样的结果现在分析不出具体原因，请高手指教万分感谢。

产 生此种现象的原因主要是D1和D2两个二级管反向恢复电荷抽取时间的影响当输入信号从正电压变成负电压时，放大器输出端会从负电压变成正电压(接 近+12V)此时D2导通，运放提供电流电鋶经D2去建立反馈。由于D2,D1的反向电荷没有办法抽取或抽取电流大小，D1会维持导通一段时间因 此才会看到实验中的现象，建议你在D2正极和運放输出端之间加入一个K级电阻值的电阻运放输出端和整流输出端对地接一个电阻。第二种改进方式是用两个模 拟开关来代替两个二级管增加一个比较器来判别INPUT信号的极性并控制模拟开关的闭合，这是最好的设计方式

11.关于微弱信号放大

我是做水分析仪器方面的，他们嘚传感器的输出大多十分微弱比如拿氧来举 例：给传感器供0.7V恒压，它会输出一个20nA~200nA这样一个电流这么微弱的电流简直是无法想象的，功耗、速度、带宽之类都次之我看了一些 运放的资料，但是即使最高端的也不能完成这个任务啊是不是需要一些复合的方法或者手段

(1)你說微弱信号放大应该是先进行I-V转换，再进行放大当然也可一步到位；实现这种目的应该不难，问题在于其SENSOR灵敏度和I-V转换、放大所产生的噪声电平如何抑制推荐NS、AD、BB公司的OP，其网站上有详细工程设计手册应该对你有所帮助。

(2)这种情况一般选择Ib非常小的高精运放或者log AMP对於信号范围较大的，可以在反馈端用模拟开关选择不同的反馈电阻

(3) 目前我也一直在解决这个问题：遇到的问题是若直接利用电阻将电流信号转换为电压信号（Vout=Iin*R,如R=1Mohm），后跟一个稿输入阻抗的运 放跟随发现由于采样电阻高，而引入了50HZ的干扰波“采用一个电阻（比如1Gohm）与一个低偏置电流较高输入阻抗的放大器组成一个跨导放大器 （transconductance amplifier）即可完成IV变换(Vout=Iin*Rf Rf为跨导--就是那个1Gohm的电阻，Iin为输入电流Vout为放大器的输入电压)。”有一个疑问：1Gohm是否会引入干扰如50HZ的周 波。问题：50HZ的干扰波该如何消除呢

(4) a、电路设计时注意平衡的处理，尽量平衡对于抑制干扰有效，这些在NS、BB（被TI收购了）、ADI等公司关于运放的设计手册中均可以查到（电流－电压转换，如光电接收电路等）

b、推荐加金属屏蔽罩將微弱信号部分罩起来（开个小模具），金属体接电路地可以大大改善电路抗干扰能力。

c、nA级电流已经不小了不要畏难。选择输入电鋶pA级的运放即可如果对速度没有多大的要求，运放也不贵仪表放大器当然最好了，就是成本高些如果普通运放能满足要求，也可以鈈用看你们精度要求了。（仪表放大器平衡性最好见上面第1条）

d、若选用非仪表运放，反馈电阻就不要太大了M欧级好一些。否则对電阻要求比较高后级再进行2级放大，中间加入简单的高通电路抑制50Hz干扰。

(5) 50Hz干扰是经常遇到的不太清楚你的整个系统（电源，传感器信号调理电路，等等）的连接关系各部分供电及接地如何处理的。首先你要找出干扰源头在 哪里是从传感器那里来的，还是在信号調理这边来的你可以把信号调理电路的输入端对地短路使得输入差分信号为0，然后观察放大器输出有无干扰需要注意 的是，如果你用礻波器测量时使用不当可能造成测量假象，示波器的地线不能太长示波器的 220v电源端地线要接地良好，将示波器探头地线与信号线短路（这样示波器的输入差分信号为0）然后接到调理电路的地上，看有没有50Hz的干扰如果 有，说明示波器的测量受到共模干扰的影响解决方法：使用220v隔离变压器给示波器供电，用短的多股编织铜带连接示波器信号地和被测电路地通常，如果 放大器与传感器之间的电缆较长嘚话很容易引入50Hz干扰，建议使用屏蔽对称电缆来传送信号

(6)对于微弱信号的放 大，只用单个放大器难以达到好的效果必须使用一些较特别的方法和传感器激励手段。使用同步检测电路结构可以得到非常好的测量效果这种同步检测电路类似 于锁相放大器结构，包括传感器的方波激励电流转电压放大器，和同步解调三部分电流转电压放大器需选用输入偏置电流极低的运放。

(7)很多传感器都要加变换电路後才可以送去放大前端是非常重要的。这个案例要先做I/V变换后就好处理了另这种电流的变化对传感技术来说已经很可观的了。

(8) 对于量程最小为20nA的电流测量张先生建议采用“交流放大-同步检测”的方法。这种方法在弱电量测量方面有广泛的应用在弱电流测量领域（行業内称测 量弱电流的仪表为静电计），有一种采用振动电容做‘调制器’的测量弱电流的方法用一定频率的交流信号激励振动电容的线圈，调制电容极板上的电场（不影响 电荷极板之间的DC leakage current几乎可以忽略不计），将电荷转换为交变电压信号然后交流放大，再进行相敏检波（或叫做相干解调跟张先生所述‘同步检测’一个意思，可用 4个二极管组成双平衡形式输入的信号一路是携带了输入信号的调制信號，另一路是）检波输出经缓冲后接高电阻连到输入端---所谓‘高绝缘端 ‘或‘高端’，构成一个跨导放大器这种方法可以取得很高的靈敏度，抗共模干扰能力特别强最小可测电流几乎只受噪声特性限制。但是问题的另外一个方 面，采用这种方式需要的电路复杂器件较多，成本上很不具优势实际上，在弱电流领域20nA是“非常强”的信号，根本用不着如此大费周折在所需要的 工作温度范围内，根據测量误差限的要求（比如全温范围内小于0.5%）选用输入失调电流最大为pA量级（0.5%误差要求可选 Ioffset<20nA/1000=20pA）的运放，再根据运放datasheet上的共模抑制比、失調电压（工作温度范围内）、输入阻抗、开 环增益以及传感器输出的 DC共模电压，进一步核算考虑了这些非理想因素带来的误差影响看朂终的结果能否满足误差要求。一般来说可以选用低偏置电流的仪表运放，在共模抑制方面 能有很好的表现另外，仪表运放还可以方便地改变‘开环增益’增益而不影响输入阻抗（降低失调电压的影响需要降低开环增益）实际电路中，还要加上调零电 路与输入信号楿连的pcb布线周围要有大面积地包围，如要精益求精的话还可以考虑设计一个guard ring，用来降低pcb材料带来的额外直流漏电（对这个应用来说可能鼡不着）精

(9) 就low-level measurements area来说，你的信号并不是很弱的信号从你的描述来看，sensor输出的应该是高输出阻抗弱DC电流信号由于信号本身是搞输出阻抗嘚，所以解决问 题的关键在于阻抗变换阻抗变换有很多种方法，对于处理你这样的信号并不难关键是第一级的preampier,有很多种方式：

a、 采用 IV轉换将传感器的高输出阻抗电流转换为低输出阻抗电压，然后就可用传统方式进行后续处理采用一个电阻（比如1Gohm）与一个低偏置电流较高输入阻抗 的放大器组成一个跨阻放大器（transimpedance amplifier）即可完成IV变换(Vout=Iin*Rf， Rf为跨阻--就是那个1Gohm的电阻Iin为输入电流，Vout为放大器的输入电压)如果量程较宽（超过10^3数量级），可通过高绝缘阻抗继电 器对不同的反馈电阻进行切换具体设计取决于你的量程范围，精度漂移等要求放大器最好用儀表放大器（Instrumentation OP AMP），就是那种内部结构中+,-输入端各有一个独立的放大器的那种主要根据你的要求看

b、采用直接IFC方法，将弱电流直接转换为脈冲频率信号无需量程切换即可达到很宽量程覆盖。

(10) 当反馈电阻为1G欧姆的时候电阻的热噪音等等参数都是很不理想的，所以不要用那麼高的反馈电阻而且电阻精度对电路的影响也很大,可以考虑才用过个T型 构成反馈网络，但不推荐使用 Rf选择不要太大如果信号幅值不够嘚话，可以采用二级放大50HZ干扰并不是因为你的Rf大而引入的。你可以采用屏蔽接地的方法消除公频干扰，也可考 虑二阶低通滤波电路那要具体看你的信号了。

(11)关于PCB板材选环氧玻璃布板外层涂环氧树脂漆但一定要求制版商清洗无离子污染，在输入部位版图上要“画圆圈”接地，防止漏泄电流要用好的电缆作输入线，超过100兆欧才要“架空线”如果是多量程，那转换开关或继电器也要仔细选择！

(12) 采用反馈系数为1（反馈电阻直接串接在-输入端和输出之间）的电压并联负反馈电路跟采用反馈系数小于1（所谓T网络反馈，其实是输出电压经過分压后再 串联一个比分压网络阻值高得多的电阻连到-输入端）的电压并联负反馈，在通带一致的情况下其噪声特性是相同的电阻具體用多大，要依据最大输入电流信号和 运放最大输出电压（跟运放供电的电源电压密切相关）确定

如果采用+-3v对运放供电，考虑运放线性輸出区为+-2v那么，对于反馈系数1的电路电阻最大可以用： 2v/200nA=10Mohms；对于采用反馈系数小于1的电路，电阻最大可以用：2v/200nA*y, y为反馈系数

实用的电路，在反馈电阻两端都要并联pf级的电容构成低通滤波器（当然不加电容也是低通，因为有高电阻的寄生电容运放的低通频率特性），用這个低通特性衰减低频噪声低通截至频率越小，输出信噪比越高但是得到稳定读数时间变长，实际需要在2者间求平衡

考虑到运放的夨调电压和输入共模干扰电压的影响，反馈电阻在满足上面最大电阻和本身稳定性前提下尽量取较大值。

至于电路板20nA最小电流并不需偠特殊板材，普通FR4足够了这种板材干燥情况下的绝缘电阻不低于 10e13 ohms，足够了只是如果不采用高端（所有与运放-输入端相连的点）浮空的方法，则在焊接完元器件后要对电路板表面作防潮处理（涂覆绝缘漆）。

(13) 传感器如果离开电路在10米左右用屏蔽的聚乙烯介质电缆足够，最好不要摇晃电缆传感器附近不能有电场干扰。如果有后面要加条件处理，不知道你的“测 试源”条件如何传输距离很远，也可鉯将前级用理电池供电安放在传感器附近，甚至可以加用一个V-I变换器输出4-20MA传输距离更远。

(14) 1千兆级的取样电阻肯定引入了干扰除了屏蔽输入及和输入电缆外还要仔细屏蔽信号源，这里有技巧！

如果干扰不太大后面好歹加一些条件处理即可。

(15) 你肯定可以用电缆传输关鍵是你的“采样点”是敞开的吗？可以加一个金属网罩吗如果传感器“夹在电机绕组内”还要想办法“隔离”电场干扰，或者你全部用 電池供电再屏蔽，输出信号用光-电耦合器传输至A-D；电位差计时低阻抗信号源没问题！但是你要创造的是电流源，小电流源是需要屏蔽嘚！

(16) 采用AD方法当然没有问题0.1nA的分辨率问题也不大（如果是准确度的话就是极大挑战了）。要做到6个数量级的宽量程覆盖进行量程切换無疑是准确度 最好的方法。至于IV之后进行VF还是直接 AD都可以，VF本身也是一种特殊形式的AD(输出的数字量是单位时间内的脉冲个数-脉冲频率)

量 程切换有其固有缺点，比如需要低漏电的切换开关如果是电子开关的话对开关本身的漏电流要求比运放偏置电流要求还要高（多个开關并联漏电加大）；如采用机 械开关（如干簧继电器），则存在体积大、切换时会有较大静电荷冲击等缺陷以本人浅见直接进行弱电流箌频率的转换，是进行宽量程覆盖的较好方式

(17) 前面的帖子已经说明了，这些形式的AD本身都没有有问题的焦点是：IV变换难以做到6个或以仩数量级的动态范围，所以你在后面的AD动态范围再大也无 帮助。一个数据本人当年采用的直接IF转换（没有IV的中间环节）弱电流测量，其动态范围超过 8个数量级测量下限1fA，分辨率0.1fA

(18) I-C变换器的确是测量PA级以下电流的“计量”的好方法（如果你不是“514”所的可否回复我的疑問），那个I-C变换器是为“计量”所用（适当的范 围不是不能实用）在“现场测试”工作中它的工作成本；实用安全性-特别是那个“C”在苼产中挑选的难度恐怕只有你和我知道-电容的残余电荷的问题，恐怕 难于在推广中实际检测小电流的可靠性！难道现场信号能够等待C用“毫HZ”级别的时间去测量过时的信号除此以外，在已经解决好高阻标准之后I-V变换 器具有实际的可靠的（20年）重复性—KEITHLEY的617型仪器便是一例，动态范围是由模拟器件决定的I-C的—“I”是何物！只要测量模拟信号 当今的数字信号如何自己检测模拟信号！I-C的输入级是模拟器件，所鉯I-C；I-V；动态范围是等同的！（除非特意延长时间）

我在回复SANMING先生问题时是考虑他的实用特性，I-C变换器的确是很理想的方法“高电阻”器件本身的计量也是使用此法！

对于非常弱的电流测量（10fA以下），所需要的测量时间比较长才能达到稳定状态电流越弱，达到一定准确喥需要的测量时间越长在非常小的弱电流测量实践中往往需要小时数量级的测量时间才能得到稳定的读数。

换句话说需要测量的电流樾弱，测量系统的带宽越小因为系统中的热噪声是确定存在的，信号越弱只能降低测量带宽换取信噪比

12.为什么信号频率增加，共模抑圵比（CMRR）和电源抑止比（PSRR）就会下降呢

请教：为什么信号频率增加，共模抑止比（CMRR）和电源抑止比（PSRR）就会下降呢谢谢高人解答答：

(1) 提供共模和电源抑制比性能的电路结构是恒流源，即差分放大器共源（对于MOS电路）或共射（对于双极电路）结点的恒流源或作为放大器負载的恒流源。这些 恒流源中的晶体管或MOS管的参数会随着信号频率的升高而变化引起恒流作用的劣化和内阻的降低，甚至引起相位失真使抑制比下降。如果这些恒流源都用电 阻替代有源电路就不会太受频率的影响，但是其抑制比参数和增益也不会很高

(2) 将问题反过来，首先区分出CMRR和PSRR的影响因素就会明白其中有一个就是频率问题。

13.运放工作在弱反型区的问题

我在设计一个音频功率放大器时，为了提高SNR让放大器输入管的宽长比做得很大，导致输入差分对管工作在弱反型区这样做是否对性能什么影响？

(1) 宽长比增大为何会进入弱反型弱反型的效果大致可以用三极管特性模拟gm变小，小信号阻抗也变小会导致增益下降ft下降吧，书上说适合用于低功耗低频电路

(2)输入管Gm增夶可减小噪声由EKV-model，弱反型区Gm=Id/(n*Vt)强反型区Gm=2*n*Id/Veff，例如典型的Veff=300mV则可得弱反型与强反型下的Gm之比为5.6，因此可用于提高SNR弱反型的同时适用于低压低功耗设计。

所引起的问题我想是因为输入管的尺寸可能会很大。一方面W/L很大；另一方面为了抑制1/f噪声L也需要很大，以使沟道面积WL增加两方面结合起来使得在差分对管上出现大的电容，增加了零极点对相位裕度带来一定难度。

事 实上为了人为地使管子工作于弱反型区，而且通过所需的电流因此管子的尺寸就必须要比强反型的情况下大很多。而此时的问题一方面Vds会很大，可能会 为后级工作点的選取带来不便令一方面，和之前提到的一样管子尺寸变大导致节点电容加大，在输入差分对管上引入新的低频零点极点使相位裕度變差。

14.双电源运放改单电源为什么要取其中点电压供电？

能否从原理角度详细分解还有怎么选择此电压对幅度的限制？还有 -3dB的概念怎麼解释

(1) 因为一般的运算放大器是用来对交流信号作放大作用的，交流信号在经过运放时如果只是和地电平做比较的话将会把交流信号嘚下半部分“吞噬”掉。

所以我们采用电源的中点电压作比较的话负半周的交流信号可以几乎没有损耗的被放大。这也就是大家常说的抬高交流信号的直流电平

(2) 如果只是对直流信号放大(正电压)，我觉得可以不加中点啊如果加电源远远大于输出要求电压，也可不必将中點电位抬到一半可以这样理解：运放加的两电压 (+15V +15V和0V -15V和0V等)根据输出要求不同，中点电位只要在两电压之间就可以中点电位与上下电源差徝决定输出大小(不失真时的)。以我的经验单电源的中点电 位是针对运放的所有输入和输出脚的，要求高点的场合还要求相位不能偏移(如高档的低音炮等)也就是说用电容隔直还满足不了要求。

输入钳制在vdd/2

15.关于弱信号提取和放大

我要做一个弱信号的提取和放大电路，问题茬于我的弱交流信号是叠加在一个强直流信号之上的弱信号为 10nA、8Hz交流电流，直流信号强度为1.4mA请问各位大侠，我如何才能把交流信号提取、放大呢

你 好，可用一个由积分器等构成的调零反馈电路将跨阻放大器输出的大直流信号稳定地消除根据交流信号的传输准确性要求，可适当选择积分器通带频率fL为 8Hz的1/n,既：8Hz=n*fL通常选n为4-7。有许多70年代的调零应用和文献得查一下。此状况与一些微弱光信号检测极为相似

16.请问运放上的+-15V电压不稳定是不是也影响输出波形？

请问运放上的+-15V电压不稳定是不是也影响输出波形

(1) 电源电压的波动会影响到输出的，泹是对于输出能影响到多少运放中有个参数PSRR可以体现出来，例如PSRR＝80dB就是说电源每变化1V输出变化100uV

(2)不稳定的电压当然会影响输出波形，影響幅度取决于运放的PSRR要解决这个问题，需要加强运放的去耦设计和电源的设计(一般用LDO线性电源给运放供电)

(3) 你好！PSRR是电源抑制比的总称。一般有3个具体参数：+PSRR-PSRR，+/-PSRR表示从某个电源端或两个电源端分别或同时异向低频变化，在运放差分输入端引入的传输或影响量值如所汾析的：?S

17. AD采样中运放的运用

如果我用于采样的信号的电压范围正好和AD的输入电压范围相同，我是否可以不用运放直接连接为什么要用运放来进行阻抗匹配？怎么匹配运放怎么选择？先连接运放然后用RC滤波还是直接将运放做成有源滤波器

(1) 本人看法：为交流或直流信号，囿必要加运方可有隔离，滤波作用顺便讨论一个问题：若一个 ADC的速度为200KSPS那是说明它的采样频率为200KHz吗？那根据奈奎斯特定理能采的信號最高频为 100KHz，不知这么理解对不对

(2) 对的，ADC的速度为200KSPS根据奈奎斯特定理，能采的信号最高频为100KHz已经到极限。不过我认为：如果待测电壓的内阻远小于测量电路输 入端的内阻且待测电压小于测量电路允许值时不需要加运放，优点是电路简洁免调整，减小累计误差滤波可根据需要考虑。

(3)多谢回复！再问一下您若被采集信号为交流量，那么输出的数据应该是瞬时值吧那这些值是再输入到比如DSP中，通過软件计算出有效值呢还是通过什么数字滤波器之类的，滤出有用频段的信号

(4) 这个问题应该从你设计产品的要求来确定，如果要求输絀图形你的滤波器频带宽度必须放宽特别是高频段，保证图形不失真如果要求测量并实时显示数值，应该 保证在视觉观察无闪烁的时間内计算信号最精确的平均值滤波器频带宽度可以窄到滤除你不想要的数据。如果不需显示单纯做记录仪最好完整的保存数据，滤波 器应该滤除理论上信号源不可能产生的频率以上谈的其实也是数字技术在电子测量方面的优势。

(5)多谢回复还想跟您讨论 一下，比如ADC采樣交流信号后仅要求显示，不输出图形若以 T秒采样那么得到的信号就会以1/T的频率重复原始频谱，那么是否需要一个数字滤波器滤掉与原信号频谱不同的频率还是是否应该计算的是有效值呢？若为平 均值那么比如正炫信号则为0。

(6) 逐次逼近型A/D变换的输入阻抗一般都较低为避免对信号的影响和对前端信号的调理往往在输入要增加一级缓冲或可变增益放大器。所有对信号的模拟处理都要 在前面完成让调悝过的信号峰 -峰值尽量到A/D的满档值。既然将模拟信号数字化了如果时间容许最好用数字方式处理采集的信号，这样可以减少额外的开销囷模拟系统对信号的畸变如果 A/D采样仅仅只显示有效值没有必要这么做，有其他许多简单廉价的方法(有效值测试可以直接用RSM/DC变换器芯片AD公司的 AD536，AD636AD637等都可以，如果是简单测试要求不高可以利用二极管整流后得到有效值在小信号或高频时误差大。还有非线性问题如果后 續有单片机可以用软件校正)。无论前级加了什么性质的运放或缓冲器都要满足被采集信号对带宽和压摆率的要求对16位的A/D选择时运放时还偠考虑与温飘 有关的参数。对高速的A/D最好选择电流型运放因为建立电压需要时间。

一些重要控制信号一方面要进采集做控制用，另一方面希望可以在计算机上显示有没有这样的芯片或电路，可以将一路信号输入转换成多路的输出而且各路输出间互不干扰，相互独立

(1) a、若是数字信号,用多个缓冲器就可以解决问?}. b、若是模拟信号,用多个足够带宽的运放做缓冲器就可以解决问?}.

(2)我的是模拟信号，有的模拟信號在下位机做控制信号同时又希望在上位机检测这路信号，在上位机上显示故希望能有一路模拟信号分出两路的电路或芯片。请多指敎

(3) 采用LM324 不知道和不和你用——此电路可将输入交流信号分成三路输出，三路信号可分别用作指示、控制、分析等用途而对信号源的影響极小。因运放Ai输入电阻高运 放A1-A4均把输出端直接接到负输入端，信号输入至正输入端相当于同相放大状态时Rf=0的情况，故各放大器电压放大倍数均为1与分立元件组成的射 极跟随器作用相同。

19. D类音频功率放大器的背景噪声问题

请教大侠做的是手机，可以放mp3的用D类音频功率放大器，播放铃声和mp3的时候都有明显的背景噪声，问过供应商他们说放大器本身的噪声很小，应该是电源的噪声如果是电源的噪声，应该怎么消除呢

(1) 第一：电路设计有问题，很多电路设计的时候由于过多顾忌成本的问题导致本来应该加上的腿耦电容，旁路电嫆或者是一些电感就被当作可有可无的东西给去掉了看起来没有什么问题，但是等到产品出来了问题也就出来了。

第二：元器件的选擇很多mp3里面会有一些电感元件什么的，有些元器件是比较便宜但是漏磁也是严重的，造成对住IC或者是周边电路的干扰过大导致静噪聲出现。

第三：电路板的排布也会导致噪声的出现

第 四：软件设计的时候没有考虑到，在静音的情况下主IC还是在做音频输出的工作，盡管声音似乎是被静止了但是电流还是一点点的流向输出端子，造成静噪 声还有一种就是对于声音的大小在软件中的定义的步长有问題，步长过大也会导致看起来静音但是电流还是在流向耳机输出端

(2) 解决噪声一定要找出噪声源，可用示波器类的仪器检查也可用不同嘚信号源、放大器、电源互换比较，找出问题才有解决的办法

20.有关光耦放大器问题

问： 在这个光耦放大器中，在B实际电位2.3V左右因此光耦基极静态电流约1.4mA，输入信号放大后经A点进入经光耦输出一个较大电流，再经电阻输出电 压然后进入后置放大输出。电流转移比约150請问在理论为何上A、B能测到波形而在在C点测不到波形呢。另外电路频率响应该如何分析呢

粗 看此电路，逻辑上是通的欲得等比/线性传輸，两光耦的电流传输比与两边的等值标称元件的参数需要线性匹配——简单地说：就是各工作点参数相等对偶元件 数值相等或等比。整个电路必须工作在线性区域内一般，信号通带不会超过200KHz光耦的典型开关上升时间：tr>=5uS，它的非推挽的电阻 上拉输出结构运放带宽和運放的反馈电容C构成了限制带宽的主要因素。验证时建议先（施加）直流 --便于测量各点工作电压，工作状态正常后再施加交流信号供參考。