此应用利用升压变换器和IR1150S的PFC控制IC連续导通模式功率因数校正电路的设计方法IR1150是有对PFC变换器控制的IR 公司专利技术：“单周期PFC控制”，给出了完整的设计步骤

　　一、功率因数校正简介

　　功率因数定义为实际功率与视在功率的比值，实际功率是在一个周期内测得瞬态功率的时间积分视在功率是在一个唍整的周期内，电压的均方根值与电流均方根值的乘积

　　式中：Vrms是线路电压的均方根值；Irms线路电流的均方根值；Irms1是线路咆流的基波谐波；Φ是电压和电流之间的相位差。

　　在这种情况下，功率因数可以分为失真因子和位移因子

　　电压和电流波形之间的相位移动量可鉯由输人感抗和容抗的无功实质来说明

　　在一个纯阻抗负载中，电压和电流是同相位的正弦波实际功率等于视在功率，PF=1

　　2.单周期控制技术在PFC中的应用

　　变换器输出电压VO通过输出分压器按比例减小，送回到误差放大器的输入端VFB误差放大器用来提供回路补偿，并苴产生误差信号或调制电压Vm电路如1所示。

　　单周期控制的核心是可重置的积分器此积分电路调制电压在每一个开关周期的末端被复位，电路如图2所示可以重置的积分器特性如图3所示。

　　因为电压回路的带宽非常窄调制电压的变化会非常慢，在此开关周期内可以認为它是恒定的值这意味着积分器的输出将是线性斜波。积分器斜波的斜率与误差放大器的输出电压Vm成正比

　　这里一个重要的特性即是积分器的积分时间常数必须与开关周期匹配，以便于在每个周期的最后斜波与积分器的积分值匹配。

　　PWM比较器的基准电压值是调淛电压减去通过电流检测电阻的电压为

　　为了用脉冲后沿调制恰当地控制升压变换器，需要由电路的输人配置去产生0CC 式的 PWM用所提供嘚取决于输人电流和输出电压斜波信号的基准阈值来控制变换器的占空比，从而实现输出电压的稳定和功率因数校正

图3 可以重置的积分器特性

　　这项控制技术不需要直接的线路电压检测，线路电压信息已经包含在电感电流中

　　二、IR1150 的详细描述

　　IR1150控制IC工作在连续导通模式，固定频率的升压变换器功率因数校正电路IC用两个必需的回路工作，即内部的电流回路和外部的电压回路

　　内部电流回路维歭基于脉宽调制器占空比和输入线路电压相关性的平均输人电流正弦曲线，以决定类似的输入线路电流因此，电流回路利用嵌入的输入電压信号来控制随着输入电压的平均WA电流只要维持在遁续导通模式的王作下就都是正确的。

　　因为线路期向前移动接近于零过度且变換器工作在由有限阻抗电感给出的轻载条件下电流波形将有一定失真。这些工作条件下的谐波魑流都在EN规定的D 等级内因此这不是问题。

　　外部电压回路控制升压变换器的输出电压输出电压误差放大器在它的输出端产生一个电压9它直接控制积分器斜波的斜率9从而控制岼均输人电流的幅值。这两个控制器的结合控制了输入幅值和相位以便使输人电流与输人电压成正比而且同相位。

　　IC在应用中为可靠嘚工作提供保护电fff采用了过流、过电压、欠电压和布朗输出条件下的保护。UVLO 电路监视VCC端且保持栅驱动信号为非激活状态直VCC电压达到UVL0导通阈值VCCON。

　　如果反馈端的电压没有超过额定值的20％开环保护（OLP）会阻止控制器工作。如果因为某些原因电压控制回路开路IC将不起动，这可以避免潜在的突然失效只要VCC端电压超过这个阈值，提供给VFB端的电压大于20％的VREF栅驱动将开始开关。

　　VCC端的电压下降到低于UVLO的关斷阈值VCCUVLO时IC将关断，栅驱动终止为了重新启动过程，VCC端电压必须再次超过导通阈值

　　专用的可调节过电压保护（0VP）可用于保护过电壓输出。PFC电压反馈回路经常很慢如果输出电压超过0VP 的设置限制，栅驱动将不能工作直到输出电压再一次回到它的额定值时栅驱动信号財开始工作。IR1150 的输出保护特性如图4所示

　　最后提供输出欠电压咻护，为了防止过载或布朗输出变换器将自动地限制电流，结果输出電压将下降如果压降超过额定输出电压的 50％”控制器将关断然后再重起。

　　可以经过FREQ端的外部电阻调节IC的开关频率而设计的振荡器設计给出了最小、最大频率限制，最小和最大工作频率在50kHz到200kHz的范围内

　　在更低的开关频率下，IC工作通常是可能的但是给出的设定电阻较大可能导致不够精确的频率调整，其在数据表规定的允许范围之外

　　TRI150S的一个附加特点是强迫IC进入“睡眠”模式的能力。在“睡眠”模式下IC的内部单元不能工作， g IC仅消耗200 ptA的静态电流这是为了在待机模式期间减小系统功率损耗到最小值而设计的，也是为了系统设计鍺需要关断变换器而设计的“睡眠”模式在任何时候只要0VP端（4PIN）低于0.62V的电压水平时都被激活。

　　栅驱动输出为高效率地驱动 MOSFET提供了充足的驱动能力

　　三、PFC 变换器的设计步骤

　　这一部分叙述了用IRI150S控制IC设计连续导通型升压变换器功率因数校正器的谈计步骤。PFC变换器的┅些设计折衷方法作为附加内容被讨论

　　标准的300W PFC变换器设计步骤如下。

　　IR1150S 主板可从国际整流器公司买到样板强调了IR1150的特性，而且昰按照这个应用注意的设计步骤而设计的

　　1、PFC 升压变换器规范（见表1）

　　2、变换器输入、输出规范

　　由TR1150组戚的PFC完整电路如图5所示。

　　3.最太输入功率和输入电流

　　大多数变换器的设计是基于低线电压时的电流此时效率和输入电流是最坏的情况。假设在低线电压時功率因数值为0．99或更大假设一个在低线电压时的效率，于是可以计算最大输人功率为

　　在最低交流输入电压时计算交流线路电流嘚最大均方根值为

　　假设交流电流是正弦波，即可以计算交流电流的峰值

　　假设交流线路输入电流为正弦波它的平均值为

　　所需偠的高频输入电容为

　　高频电容是标准的高质量，它用来应对最坏情况下的线路电压峰值要注意避免电容值太大，这会导致电流失真可以考虑把这个电容作为EMI 输入滤波器的一部分，它的主要目的是用最短的回路去旁路输入电流的高频分量

　　4、升压电感的设计

　　茬VIN（PK）MIN端必须确定功率开关的占空比。这相当于在最小线路电压时整流线路电压峰值的电感电流。

　　是基于20％纹波电流的假设这是設计折衷方法必须考虑的另一个地方。

　　较小的纹波翘流值对于减小失真输出电容在纹波电流，功率开关的峰值电流和EMI 的处理都是有恏处的

　　无论如何在这里的折衷方法是提高电感值来减小纹波电流，这会增大电感的尺寸和成本

　　注意在给定的设计中的选择，磁心在峰值电流水平时不能饱合

　　相反地，允许高值的纹波电流需要较小的电感时将忽略以前指出的对一些性能的影响。

　　成本折衷方法典型地用于选择磁心材料以应对损耗、温升以及随电流的增大会导致的电感饱合对于电感设计要仔细的考虑磁心结构、数据手冊和应用注意。详细的电感设计不包插在这个应用注意的范围

　　5.需要的输出电容

　　PFC变换器输出电容的设计是建立在电源所需延迟时間的基础上。用一个恰当的设计电容的纹波电压和电流都不成问题。

　　对于PFC应用电容的典型值为每瓦输出功率1～2uF

　　最小电容值必須减小到电容的偏差允许值内，在这种情况下为－20％为了保证满足最小电容的要求，假设最小保持时间

　　在这种情况下，选电容的標准值为330 uF

　　PFC变换器在对于控制器是个不好的噪声环境，因此必须考虑对噪声适当的去耦。

　　对IC 起旁路作用的关键是旁路电容的实際定位和控制IC 供电源末端的连接为了电容能提供合适的滤波，电容必须放在离VCC和COM端尽可能近的地方要用最短的路径连接。

　　注意在圖6中旁路电容直接放在SO8 IC上面这将为电容到VCC和COM端提供可能的最短路径。提供最紧密的去耦路径使得长连线引起的干扰噪声降到最低

　　詓耦电容的值与许多因素有关，包括限制开关频率9功率MOSFET栅驱动电容的太小外部串入栅驱动路径的电阻值。一般推荐一个470nF 的还要－个较夶的存在以提供低频滤波。

　　当设计升压电感时除了考虑电感值外还要考虑更多的问题。电感的结构要结合寄生一起做它对系统的噪声水平有重要的影响。升压电感的寄生元器件会因为绕线电容的谐振产生高频振荡

　　图7 所示用一个多层非理想升压电感时功率MOSFET的导通电流，注意高频扰动（大约8～10MHz）的存在图8 为单层电感的开启波形，图中有同样数值的单层电感但是有较低的绕线间电容。

　　如果鈈控制这种振荡会产生控制IC 3PIN的不可接受电压，这会中断电路的正常工作

　　尽管内部消隐电路用以限制电流环上的三极管反向恢复尖峰的影响，建议在电流检测电阻上加一个RC 网络来限制此尖峰提高控制IC 的噪声免疫能力。

　　另一个限制此振荡的原困就是为了限制EMI尤其是在辐射范围内的EMI。

　　IR1150有1.5 A峰值的源出和漏入电流能力它的栅驱动器有极快的上升和下降时间。这些快速的上升和下降性能如果不適当地控制，在提供符合要求的MOSFET栅动能力的同时也会产生噪声问题

　　当栅驱动速度大快而导致快速的di／dt 和 dv／dt上升沿时，满足 EMI的要求就困难了这不仅要增加 EMI 滤波器，还会使控制器要处理额外的噪声干扰图9和图10中的波形说明了IR1150S的栅驱动电压与功率开关MOSFET YR极电流的关系。

　　上升时间必须用对栅驱动电阻适当地选择来控制当为给定的设计选择适当的驱动电阻时，要考虑的寄生元件有容性元件和感性元件、PCB板的布局、热设计、系统效率和功率开关的选择

　　如果对栅驱动的设计没有给予适当的注意，将引起波形尖刺和噪声问题

　　合遒嘚电路路径是实现最佳电路性能和最小系统噪声所必需的。电源路径过长的轨迹引起的寄生电感会引入噪声尖峰这会损坏电路性能到不能接受的水平。它除了产生系统噪声外这些尖峰还会降低功率器件的稳定性。如果干扰很严重器件会突然失效，这很具破坏性这些鈈受控的寄生元件是因印制电路板布局的不恰当引起，结果会迫使设计者在增加成本和降低效率之外还要控制额外的噪声和抑制电路的電压尖峰。因此必须特别注意儆到最佳的PCB布局路线引线长度方面对于关键的电路路径都必须严格符合技术要求。在高压功率部分和电流開关路径中当最短的轨迹长度符合要求时，可以适当的接地对于地电平的合理利用对控制部分成功工作都是极有帮助的。

　　PFC升压二極管反向Yfi复特性对于传导和辐射系统的噪声都是巨大的EMI根源它除了在完成基本的电路功能和稳定性之外还负担着EMI的滤波。

　　除了噪声外还要考虑效率在它的导通周期内功率开关还要承担它的反向恢复电流， 因此它会引起额外的功率损耗，因此在累统总效率的提高和噪声水平的降低上有额外的负担碳化硅升压二极管的反向恢复时间基本为零是个极好的解决方法，它基本上没有反向MA复电流要处理在碳化硅二极管成为PFC 变换器设计的元件时要考虑浪涌电流。同时通过升压二极管的RC缓冲器在减小曲于反向恢复而引起的噪声中有很大作用。当设计合适时缓冲器只有很少的损耗，从而允许功率开关承担它的全部反向镞复电流

图所示电路原已处稳态t=0时开关S閉合。求换路后的电容电压u_c(t)和电感电流i_C(t)