电工基础 多选题1、换路开始瞬间,电路中能发生突变的有 A、电容的电压B、电容的电流C、电感的电压D、电感的电流E、电阻的电压F、电阻的电流 2、RC微分电路的条件是 A、矩形脉冲激励下的RC电路B、RC电路时间常数远远小于矩形脉冲宽度C、RC电路时间常数远远大于矩形脉冲宽度D、输出电压从电阻R端取出E、输出电压从电阻C端取出
1、BCEF2、ACD
第二道不对呀
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> 详谈电源设计中的电容选用规则
详谈电源设计中的电容选用规则
16:48:36 来源:中国电力电子产业网 |
　　往往是我们在电路设计过程中最容易忽略的环节。作为一款优秀的设计，电源设计应当是很重要的，它很大程度影响了整个系统的性能和成本。 电源设计中的电容使用，往往又是电源设计中最容易被忽略的地方。
　　一、电源设计中电容的工作原理
　　在电源设计应用中，电容主要用于滤波(filter)和退耦/旁路(decoupling/bypass)。滤波是将信号中特定波段频率滤除的操作，是抑制和防止干扰的一项重要措施。根据观察某一随机过程的结果，对另一与之有关的随机过程进行估计的概率理论与方法。滤波一词起源于通信理论，它是从含有干扰的接收信号中提取有用信号的一种技术。“接收信号”相当于被观测的随机过程，“有用信号”相当于被估计的随机过程。
　　滤波主要指滤除外来噪声，而退耦/旁路(一种，以旁路的形式达到退耦效果，以后用“退耦”代替)是减小局部电路对外的噪声干扰。很多人容易把两者搞混。下面我们看一个电路结构：
　　图中电源为A和B供电。电流经C1后再经过一段PCB走线分开两路分别供给A和B。当A在某一瞬间需要一个很大的电流时，如果没有C2和C3，那么会因为线路电感的原因A端的电压会变低，而B端电压同样受A端电压影响而降低，于是局部电路A的电流变化引起了局部电路B的电源电压，从而对B电路的信号产生影响。同样，B的电流变化也会对A形成干扰。这就是“共路耦合干扰”。
　　增加了C2后，局部电路再需要一个瞬间的大电流的时候，电容C2可以为A暂时提供电流，即使共路部分电感存在，A端电压不会下降太多。对B的影响也会减小很多。于是通过电流旁路起到了退耦的作用。
　　一般滤波主要使用大容量电容，对速度要求不是很快，但对电容值要求较大。如果图中的局部电路A是指一个芯片的话，而且电容尽可能靠近芯片的电源引脚。而如果“局部电路A”是指一个功能模块的话，可以使用瓷片电容，如果容量不够也可以使用钽电容或铝电解电容(前提是功能模块中各芯片都有了退耦电容― 瓷片电容)。
　　滤波电容的容量往往都可以从电源芯片的数据手册里找到计算公式。如果滤波电路同时使用电解电容、钽电容和瓷片电容的话，把电解电容放的离开关电源最近，这样能保护钽电容。瓷片电容放在钽电容后面。这样可以获得最好的滤波效果。
　　退耦电容需要满足两个要求，一个是容量需求，另一个是ESR需求。也就是说一个0.1uF的电容退耦效果也许不如两个0.01uF电容效果好。而且，0.01uF电容在较高频段有更低的阻抗，在这些频段内如果一个0.01uF电容能达到容量需求，那么它将比0.1uF电容拥有更好的退耦效果。　　很多管脚较多的高速芯片设计指导手册会给出电源设计对退耦电容的要求，比如一款500多脚的BGA封装要求3.3V电源至少有30个瓷片电容，还要有几个大电容，总容量要200uF以上…
　　二、各类电源中电容器的正确选用
　　电容器作为基本元件在电子线路中起着重要作用，在传统的应用中，电容器主要用作旁路耦合、电源滤波、隔直以及小信号中的振荡、延时等。随着电子线路，特别是电力电子电路的发展对不同应用场合的电容器提出了不同的特殊要求。
　　电容器的结构上说起。最简单的电容器是由两端的极板和中间的绝缘电介质(包括空气)[1]构成的。通电后，极板带电，形成电压(电势差)，但是由于中间的绝缘物质，所以整个电容器是不导电的。不过，这样的情况是在没有超过电容器的临界电压(击穿电压)的前提条件下的。我们知道，任何物质都是相对绝缘的，当物质两端的电压加大到一定程度后，物质是都可以导电的，我们称这个电压叫击穿电压。
　　电容也不例外，电容被击穿后，就不是绝缘体了。不过在中学阶段，这样的电压在电路中是见不到的，所以都是在击穿电压以下工作的，可以被当做绝缘体看。但是，在交流电路中，因为电流的方向是随时间成一定的函数关系变化的。而电容器充放电的过程是有时间的，这个时候，在极板间形成变化的电场，而这个电场也是随时间变化的函数。
　　1.滤波电容器
　　交流电(工频或高频)经整流后需用电容器滤波使输出电压平滑，要求电容器容量大，一般多采用铝电解电容器。铝电解电容器应用时主要问题是温度与寿命关系，基本遵循50℃法则。因此在很多要求高温和高可靠性场合下，应选用长寿命(如5000h 以上，甚至105℃，5000h)电解电容器。一般体积小的电解电容器，其寿命相对较短。
　　用于DC/DC 开关稳压电源输入滤波电容器，因开关变换器是以脉冲形式向电源汲取电能，故滤波电容器中流过较大的高频电流，当电解电容器等效串联电阻(ESR)较大时，将产生较大损耗，导致电解电容器发热。而低ESR 电解电容器则可明显减小纹波(特别是高频纹波)电流产生的发热。
　　用于开关稳压电源输出整流的电解电容器，要求其阻抗频率特性在300kHz 甚至500kHz时仍不呈现上升趋势。而普通电解电容器在100kHz 后就开始呈现上升趋势，用于开关电源输出整流滤波效果相对较差。笔者在实验中发现，普通CDII 型中4700μF，16V 电解电容器，用于开关电源输出滤波的纹波与尖峰并不比CD03HF 型4700μF，16V 高频电解电容器的低，同时普通电解电容器温升相对较高。当负载为突变情况时，用普通电解电容器的瞬态响应远不如高频电解电容器。
　　由于铝电解电容器在高频段不能很好地发挥作用，应辅之以高频特性好的陶瓷或无感薄膜电容器，其主要优点是：高频特性好，ESR 低，如MMK5 型容量1μF 电容器，谐振频率达2MHz 以上，等效阻抗小于0.02Ω，远低于电解电容器，而且容量越小谐振频率越高(可达50MHz 以上)，这样将得到很好的电源的输出频率响应或动态响应。
　　在滤波电容器中我们着重讲解在开关电源中怎样选用滤波电容
　　开关电源怎样选用滤波电容
　　滤波电容在开关电源中起着非常重要的作用，如何正确选择滤波电容，尤其是输出滤波电容的选择则是每个工程技术人员十分关心的问题。
　　50赫兹工频电路中使用的普通电解电容器，其脉动电压频率仅为100赫兹，充放电时间是毫秒数量级。为获得更小的脉动系数，所需的电容量高达数十万微法，因此普通低频铝电解电容器的目标是以提高电容量为主，电容器的电容量、损耗角正切值以及漏电流是鉴别其优劣的主要参数。而开关电源中的输出滤波电解电容器，其锯齿波电压频率高达数万赫兹，甚至是数十兆赫兹。这时电容量并不是其主要指标，衡量高频铝电解电容优劣的标准是“阻抗- 频率”特性。要求在开关电源的工作频率内要有较低的等效阻抗，同时对于半导体器件工作时产生的高频尖峰信号具有良好的滤波作用。
　　许多电子设计者都知道滤波电容在电源中起的作用，但在开关电源输出端用的滤波电容上，与工频电路中选用的滤波电容并不一样，其上的脉动电压频率仅有 100 赫兹，充放电时间是毫秒数量级，为获得较小的脉动系数，需要的电容量高达数十万微法，因而一般低频用普通铝电解电容器制造，目标是以提高电容量为主，电容器的电容量、损耗角正切值以及漏电流是鉴别其优劣的主要参数。
　　在开关稳压电源中作为输出滤波用的电解电容器，其上锯齿波电压的频率高达数十千赫，甚至数十兆赫，它的要求和低频应用时不同，电容量并不是主要指标，衡量它好坏的则是它的阻抗一频率特性，要求它在开关稳压电源的工作频段内要有低的等的阻抗，同时，对于电源内部，由于半导体器件开始工作所产生高达数百千赫的尖峰噪声，亦能有良好的滤波作用，一般低频用普通电解电容器在10 千赫左右，其阻抗便开始呈现感性，无法满足开关电源使用要求。
　　普通的低频电解电容器在万赫兹左右便开始呈现感性，无法满足开关电源的使用要求。而开关电源专用的高频铝电解电容器有四个端子，正极铝片的两端分别引出作为电容器的正极，负极铝片的两端也分别引出作为负极。电流从四端电容的一个正端流入，经过电容内部，再从另一个正端流向负载;从负载返回的电流也从电容的一个负端流入，再从另一个负端流向电源负端。
　　开关稳压电源专用的高频铝电解电容器，它有四端个子，正极铝片的两端分别引出作为电容器的正极，负极铝片的两端也分别引出作为负极。稳压电源的电流从四端电容的一个正端流入，经过电容内部，再从另一个正端流向负载;从负载返回的电流也从电容的一个负端流入，再从另一个负端流向电源负端。因为四端电容具有良好的高频特性，它为减小输出电压的脉动分量以及抑制开关尖峰噪声提供了极为有利的手段。
　　开关稳压电源具有多功能综合保护：稳压器除了最基本的稳定电压功能以外，还应具有过压保护(超过输出电压的+10%)、欠压保护(低于输出电压的 -10%)、缺相保护、短路过载保护最基本的保护功能。尖脉冲抑制(可选)：电网有时会出现幅值很高，脉宽很窄的尖脉冲，它会击穿耐压较低的电子元件。稳压电源的抗浪涌组件能够对这样的尖脉冲起到很好的抑制作用。
　　高频铝电解电容器还有多芯的形式，它将铝箔分成较短的若干小段，用多引出片并联连接以减小容抗中的电阻成份，同时，采用低电阻率的材料并用螺杆作为引出端子，以增强电容器承受大电流的能力。
　　叠片电容也称为无感电容，一般电解电容器的芯子都卷成圆柱形，等效串联电感较大;叠片电容的结构和书本相仿，因流过电流产生的磁通方向相反而被抵消，因而降低了电感的数值，具有更为优良的高频特性，这种电容一般做成方形，便于固定，还可以适当减小占机体积。
　　图 电容降压电源电路
　　2.吸收与换相电容器
　　随着栅控半导体器件的额定功率越做越大，开关速度越来越快，额定电压越来越高，对缓冲电路的电容器仅仅要求足够的耐压、容量及优异的高频特性是不够的。
　　在大功率电力电子电路中，由于IGBT 的开关速度已小于1μs，要求吸收电路电容器上的电压变化速率dv/dt》 V/μs 已是很正常的，有的要求 V/μs 甚至 V/μs。
　　对于普通电容器，特别是普通金属化电容器的dv/dt《100V/μs，特殊金属化电容器的dv/dt≤200V/μs，专用双金属化电容器小容量(小于10nF)的dv/dt≤1500V/μs，较大容量(小于0.1μF)的则为600V/μs，在这种巨大且重复率很高的峰值电流冲击下是很难承受的。损坏电力电子电路的现象。
　　目前吸收电路专用电容器，即金属箔电极可承受较大的峰值电流和有效值电流冲击，如：较小容量(10nF 以下)的可承受100000V/μs～455000V/μs 的电压变化率、3700A 峰值电流和达9A 有效值电流(如CDV30FH822J03);较大容量(大于10nF，小于0.47μF)或较大尺寸的可承受大于3400V/μs 以及1000A 峰值电流的冲击。
　　由此可见，尽管同是无感电容、金属化和金属箔电容，应用在吸收电路中将有不同的表现，外形相近但规格不同在这里是绝对不能互换的。电容器的尺寸将影响电容器的dv/dt 及峰值电流的耐量，一般而言，长度越大dv/dt 和峰值电流则相对较小。
　　吸收电路中电容器的工作特点是高峰值电流占空比小，有效值电流不十分高，与这种电路相似的还有晶闸管逆变器的换相电容器，尽管这种电容器要求的dv/dt 较吸收电容器小，但峰值电流与有效值电流均较大，采用普通电容器在电流方面不能满足要求。
　　在某些特殊应用中要求储能电容器反复急促放电，而且放电回路电阻极低、寄生电感很小，在这种场合下只能将吸收电容并联使用以保证长期使用的可靠性。
　　3.谐振电容器
　　谐振式变换器，如谐振式开关稳压电源及晶闸管中频电源谐振回路中的谐振电容器，工作时往往流过很大电流。又如电子镇流器的谐振电容规格选择不当时，会出现电容上电压虽没达到击穿电压但由于流过较大的谐振电流而损坏的现象。
　　在含有电容和电感的电路中，如果电容和电感并联，可能出现在某个很小的时间段内：电容的电压逐渐升高，而电流却逐渐减少;与此同时电感的电流却逐渐增加，电感的电压却逐渐降低。而在另一个很小的时间段内：电容的电压逐渐降低，而电流却逐渐增加;与此同时电感的电流却逐渐减少，电感的电压却逐渐升高。电压的增加可以达到一个正的最大值，电压的降低也可达到一个负的最大值，同样电流的方向在这个过程中也会发生正负方向的变化，此时我们称为电路发生电的振荡。
　　电路振荡现象可能逐渐消失，也可能持续不变地维持着。当震荡持续维持时，我们称之为等幅振荡，也称为谐振。
　　谐振时间电容或电感两锻电压变化一个周期的时间称为谐振周期，谐振周期的倒数称为谐振频率。所谓谐振频率就是这样定义的。
　　综上所述，在现代电源技术中，不同应用场合需要不同性能的电容器，不能混用、滥用、错用，以尽可能消除不应出现的损坏，并保证产品性能。
　　延伸阅读：现代电源技术中电容器的正确选用
　　三、电容降压式电源设计实例
　　将交流市电转为低压直流的常规方法是采用变压器降压后再整流滤波，当受体积和成本等因素限制时，最简单实用的方法就是采用电容降压式电源。
　　1.电容降压式电路原理
　　电容降压式简易电源的基本电路如图1，C1为降压电容器，D2为半波整流二极管，D1在市电的负半周时给C1提供放电回路，D3是稳压二极管，R1 为关断 电源后C1的电荷泄放电阻。在实际应用时常常采用的是图2的所示的电路。当需要向负载提供较大的电流时，可采用图3所示的桥式整流电路。整流后未经稳压的 直流电压一般会高于30伏，并且会随负载电流的变化发生很大的波动，这是因为此类电源内阻很大的缘故所致，故不适合大电流供电的应用场合。
　　2.阻容降压电路的器件选择原则
　　(1)电路设计时，应先测定负载电流的准确值，然后参考示例来选择降压电容器的容量。多余的电流就会流过稳压管，若稳压管的最 大允许电流Idmax小于Ic-Io时易造成稳压管烧毁。
　　(2)为保证C1可靠工作，其耐压选择应大于两倍的电源电压。
　　(3)泄放电阻R1的选择必须保证在要求的时间内泄放掉C1上的电荷。
　　3.设计举例
　　图2中，已知C1为0.33μF，交流输入为220V/50Hz，求电路能供给负载的最大电流。
　　C1在电路中的容抗Xc为：Xc=1 /(2 πf C)= 1/(2*3.14*50*0.33*10-6)= 9.65K
　　流过电容器C1的充电电流(Ic)为：Ic = U / Xc = 220 / 9.65 = 22mA。
　　通常降压电容C1的容量C与负载电流Io的关系可近似认为：C=14.5 I，其中C的容量单位是μF，Io的单位是A。
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> 数字电路中△ I噪声的产生和特点
数字电路中△ I噪声的产生和特点
　　随着向高集成度、高性能、高速度、低工作电压、低功耗等方向发展，中的△I噪声正逐步成为数字系统的主要噪声源之一，因此研究△I噪声的产生过程与基本特点，对认识△I噪声特性进而抑制△I噪声具有实际意义。本文引用地址：　　是数字设计的核心。本文从入手，分析了TTL和CMOS中△I噪声的产生过程与基本特点。　　1△I噪声的产生　　1.1TTL中△I噪声的产生　　TTL的基本电路如图1所示。在稳定状态下，输出Vo分别为高电平VOH和低电平VOL时，电源提供的电流IH和IL是不同的，而且都比较小。取VIL=0.2V、VIH≥3.4V、VBE=0.7V、VCE(sat)=0.1V、VD2=0.7V，根据TTL反相器的工作原理[5]，可计算出IH≈1mA、IL≈3.4mA。　　&&
&　　在动态情况下，特别是当输出电平由低向高转换过程中，因T5原来工作在深度饱和状态，故T4的导通必然先于T5的截止，这样就出现了短时间内T4和T5同时导通的状态(电源与地之间形成低阻通路)，有很大的瞬时电流流经T4和T5，使电源电流出现尖峰脉冲。　　若在V1从高跳变为低的瞬间，T5尚未脱离饱和导通状态而T4已饱和导通，则可计算出电源电流尖峰脉冲的峰值IP1≈34.7mA。　　由上述分析可得到TTL反相器的电源电流尖峰脉冲的波形如图2所示。　　&&
&　　TTL反相器的输出端存在负载电容CL，当反相器的输出电平由低向高转换时，T4导通、T5截止,电源经T4向CL充电，也形成电源电流尖峰脉冲，其幅值IP2≈CL×△Vo/△t，△Vo和△t分别为反相器的典型输出转换电压和转换时间。　　当驱动线较长、传输延迟超过脉冲上升时间时，IP2≈△Vo/Zo，Zo为驱动线的特性阻抗。　　当反相器输出为高电平时，CL上可充电至接近电源电压;而其输出电平由高向低转换时，T4截止、T5导通，CL通过T5和接地线放电，从而形成地电流尖峰脉冲。　　1.2CMOS中△I噪声的产生　　据CMOS反相器的工作原理可知，在稳定状态下，电源提供的电流极小，一般可以忽略不计;而在动态情况下，如果取VDD&VGS(th)N+VGS(th)P，VIH≈VDD,VIL≈0，那么当VI从VIL转换到VIH和从VIH转换到VIL的过程中，都将经过短暂的VGS(th)N〈VI〈VDD-VGS(th)P的状态。在此状态下，TP和TN同时导通，从而在电源与地之间形成瞬时的低阻通路，瞬时电流iT流经TP和TN，形成电源电流尖峰脉冲，如图3所示。　　CMOS反相器的输出端也存在负载电容CL。当CMOS反相器的输出电平由低向高转换时，TP导通、TN截止，电源经TP向CL充电，也形成电源电流尖峰脉冲，如图4中的iP所示;当CMOS反相器的输出电平由高向低转换时，TP截止、TN导通，CL通过TN和接地线放电，也形成地电流尖峰脉冲，如图4中的iN所示。　　综上所述，无论是TTL反相器，还是CMOS反相器，在动态情况下，都存在三种原因引起的电流尖峰脉冲。前两种原因引起的电流尖峰脉冲通过电源分配网络(PowerDistributionNetwork)，而且电流尖峰脉冲会发生叠加，形成更强的电流尖峰脉冲。后一种原因引起的电流尖峰则脉冲则通过接地导线。　　在大多数情况下，无论是TTL门还是CMOS门，由负载电容充电较之两管同时导通所引起的电流尖峰脉冲所造成的影响大得多。这些电流尖峰脉冲(典型的噪声源)称为△I噪声电流。由于的电源分配网络和接地导线存在寄生电感和寄生电阻，所以△I噪声电流流过时，即产生△I噪声电压(自感电势和欧姆电压降)。为简便起见，将△I噪声电流和△I噪声电压都称为△I噪声。　　2△I噪声的基本特点　　2.1△I噪声是固有的　　由△I噪声的产生过程可见，△I噪声是由数字电路的电路结构和工作过程决定的，且是固有的。恰当的器件设计，只能在一定程度上减小(而无法消除)△I噪声[6]。　　以CMOS反相器为例，电源电流尖峰脉冲的强度，一方面由器件的饱和电流决定，因而直接正比于晶体管的尺寸;另一方面与输入和输出斜率之比密切相关。由于晶体管的尺寸取决于数字IC的工艺，所以下面具体分析后一种因素的影响。　　&&
&　　考虑到CMOS反相器的输入电平由低向高转换，首先假设负载电容很大，所以输出的下降时间明显大于输入的上升时间。在这种情况下，输入在输出开始改变之前就已经通过了过渡区。由于在这一时期CMOS管TP的源-漏电压近似为零，因此TP甚至还没有传导任何电流就断开了。在这种情况下TP的短路电流接近于零;相反，即负载电容CL非常小，因此输出的下降时间明显小于输入的上升时间。TP的源-漏电压在转换期间的大部分时间内等于VDD，从而引起了最大的短路电流(等于TP的饱和电流)。这代表了最不利情况下的条件。　　可见，使输出的上升时间/下降时间大于输入的上升/下降时间，可使电源电流尖峰脉冲的强度减小。但是，输出的上升时间/下降时间太大会降低电路的速度并在扇出门中引起短路电流。所以，在数字设计时只能认真权衡后做出折衷。　　2.2△I噪声会发生叠加　　数字系统中往往有很多个逻辑门，要对所有逻辑门的工作状态的组合情况进行预测和分析是非常困难的，因而通常考虑最不利的情况，即假设所有的逻辑门在某一固定频率同时向同一方向转换工作状态。由于数字系统中的很多逻辑门一般共用电源，所以当系统中多个逻辑门同时转换工作状态时，它们引起的电流尖峰脉冲将发生叠加，可能引起极强的△I噪声。　　假设CMOS电路板上有100个逻辑门，每个逻辑门的负载电容为10pF，转换时间为5ns，则所有负载电容同时充电(最不利的情况)引起的电流峰值为△I=NCL×△V/△t=100×10pF×5V/5ns=1A。　　尽管在数字系统中大量的逻辑门同时转换工作状态的可能性较小，但这种可能性确实存在。数字系统的规模越大，这种可能性也越大，一旦出现，引起的后果也越严重。然而，规模越来越大正是数字电路的重要发展趋势之一。　　2.3△I噪声是宽带噪声源　　△I噪声是持续时间很短的尖脉冲。为分析其频谱，可以将其近似为三角形脉冲。设E为噪声的强度、tr为逻辑门的上升(或下降)时间，则三角形脉冲的频谱可写为:　　&&
&　　由式(1)可知，tr越小(短)，频谱越宽。　　当逻辑门的上升/下降时间极短(速度很快)时，△I噪声可近似为冲激函数。冲击函数的频谱曲线为平行于频率轴的一条直线。可见，△I噪声是宽带噪声源。　　2.4传导骚扰和辐射骚扰　　△I噪声的实质是瞬变电流脉冲。据有关研究结论可以推断，△I噪声同时产生传导骚扰和辐射骚扰。传导骚扰主要通过电源线、信号线、接地线等金属导线传播。电子系统中的很多结构和PCB设计都不可避免地构成各种天线，△I噪声会通过这些天线向外辐射电磁波，形成辐射骚扰。　　对△I噪声引起的辐射骚扰，主要是短单极天线(长度小于λ/4，λ为波长)模式和小环天线(周长小于λ/4)模式，相对而言后者更重要。　　短单极天线在自由空间的辐射电磁场可近似为：　　&&
&　　式中,S为天线的面积。　　式(2)和式(3)是削弱辐射骚扰的重要理论依据。　　由上述分析可得出如下结论：　　(1)△I噪声是由数字电路的电路结构和工作过程决定的，恰当的电路设计只能在一定程度上减小(而不可能消除)△I噪声。　　(2)△I噪声是数字电路固有的;数字电路中不同单元产生的△I噪声会发生叠加，电路的规模越大，叠加出现的可能性也越大，造成的电流尖峰脉冲越强;△I噪声是宽带噪声源，频谱宽度主要由电路的速度决定，速度越高，频谱范围越宽;△I噪声同时产生传导骚扰和辐射骚扰，电路的速度越高，辐射发射越强。　　本文的结论可作为进一步研究△I噪声危害和抑制△I噪声措施的理论参考。
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基于滤波电容电流补偿的并网逆变器控制
第４２卷第８期２００８年８月
电力电子技术
ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖｏｌ．４２，Ｎｏ．８Ａｕｇｕｓｔ，２００８
基于滤波电容电流补偿的并网逆变器控制
梁超辉，刘邦银，段善旭
（华中科技大学，湖北武汉４３００７４）
摘要：在并网逆变器中，ＬＣ滤波器因容易控制和具有良好的高频衰减特性而应用广泛。分析了输出滤波电容对采用
相位和低次谐波的影响，提出一种采用滤波电容电流补偿和电网电压前馈的数ＬＣ滤波的并网逆变器并网电流幅值、
给出了离散时间域下控制器参数的设计方法，并从电网谐波阻抗角度分析了控制器抑制电网电压扰字ＰＩ控制策略，
，提高并网逆变器输出电能质量。动的能力。理论分析和实验证明，该方案能有效降低并网电流的谐波畸变率（ＴＨＤ）
关键词：逆变器；滤波；补偿／并网；数字ＰＩ控制器中图分类号：ＴＮ７１３
文献标识码：Ａ
文章编号：１０００－１００Ｘ（２００８）０８－００１３－０３
ＣｏｎｔｒｏｌｏｆＧｒｉｄ－ｃｏｎｎｅｃｔｅｄＩｎｖｅｒｔｅｒｂａｓｅｄｏｎＦｉｌｔｅｒＣａｐａｃｉｔｏｒ
ＣｕｒｒｅｎｔＣｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ
ＬＩＡＮＧＣｈａｏ－ｈｕｉ，ＬＩＵＢａｎｇ－ｙｉｎ，ＤＵＡＮＳｈａｎ－ｘｕ
（ＨｕａｚｈｏｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＳｃｉｅｎｃｅａｎｄＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｗｕｈａｎ４３００７４，Ｃｈｉｎａ）
Ａｂｓｔｒａｃｔ：ＴｈｅＬＣｆｉｌｔｅｒｉｓｗｉｄｅｌｙａｐｐｌｉｅｄｉｎｔｈｅｇｒｉｄ－ｃｏｎｎｅｃｔｅｄｉｎｖｅｒｔｅｒａｓｉｔｉｓｅａｓｙｔｏｃｏｎｔｒｏｌａｎｄｈａｓｐｒｅｆｅｒａｂｌｅｈｉｇｈ
ｐｈａｓｅａｎｄｌｏｗ－ｏｒｄｅｒｈａｒｍｏｎｉｃｓｏｆｆｒｅｑｕｅｎｃｙａｔｔｅｎｕａｔｉｏｎｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ．Ｔｈｅｅｆｆｅｃｔｏｆｏｕｔｐｕｔｆｉｌｔｅｒｃａｐａｃｉｔｏｒｏｎｍａｇｎｉｔｕｄｅ，
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ＦｏｕｎｄａｔｉｏｎＰｒｏｊｅｃｔ：ＤｅｌｔａＥｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔａｌ＆ＥｄｕｃａｔｉｏｎａｌＦｏｕｎｄａｔｉｏｎ（Ｎｏ．ＤＲＥＫ２００５０１）
带电容电流补偿的并网控制方案
滤波电容对并网电流的影响
近年来，随着能源与环境问题的日益严峻，基于太阳能、燃料电池和风能等可再生能源的分布式发电系统受到广泛关注。并网逆变器是分布式发电系统的重要组成部分，针对其设计方法和并网控制策略展开了大量的研究。并网逆变器的输出滤波器一般包括Ｌ，ＬＣ和ＬＣＬ三种类型，其中单电感Ｌ型滤波器的结构简单，并网电流控制容易，但其高频滤波特性差，不适合开关频率较低的应用场合；ＬＣＬ滤波器的高频衰减特性好，但滤波元件参数设计及并网电流控制策略较为复杂［１－２］；ＬＣ滤波器的控制简单，与单电感Ｌ型滤波器相比，电路中的电容能有效地衰减并网电流的高频成分，而且适合于实现并网与独立两种运行模式的切换［３］。
以基于ＬＣ滤波的单相并网逆变器作为研究对象，采用带电网电压前馈解耦的数字ＰＩ控制器控制并网电流，同时引入电容电流补偿，以减少滤波电容对并网电流波形质量及相位的影响，并运用基于极点配置的方法对离散域下数字ＰＩ控制参数进行了设计。
基金项目：台达环境与教育基金（ＤＲＥＫ２００５０１）定稿日期：２００８－０４－０１
作者简介：梁超辉（１９８３－），男，广东佛山人，硕士研究
生。研究方向为光伏发电系统并网控制。
图１示出并网逆变器主电路拓扑。并网逆变器
一通常采用电流控制模式，滤波器若使用ＬＣ结构，
般采用大电感、小电容的参数设计原则，以获得较好的电流控制特性。因此，在要求不高的场合往往忽略了滤波电容的影响，而直接按照单电感滤波的情况
即控制图１中的电感电流ｉＬ，而不是控进行控制［４－５］。
制实际的并网电流ｉＧ。图２给出考虑滤波电容Ｃｆ时的实际控制框图。
Ｕｄｃ为并网逆变器直流母线电压；
ｕＧ为电网电压；Ｌ，ｒ为滤波电感及其串联等效电阻；ＲＬ为本地负载
图１并网逆变器拓扑
图２考虑滤波电容时的实际控制框图
在这种情况下，由于滤波电容电流ｉＣｆ的存在，ｉＬ
与实际的ｉＧ不相等。在图１所示的参考方向下，且假定控制器能使ｉＬ准确跟踪给定，此时ｉＬ与ｕＧ同频
贡献者：hechuanyan5