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模拟电路（191）
MOS器件的重要特性——15个为什么？（一）&&
&在阈值电压的表示式中，与掺杂浓度和温度有关的因素主要是半导体Fermi势ψB。当p型半导体衬底的掺杂浓度NA提高时，半导体Fermi能级趋向于价带顶变化，则半导体Fermi势ψB增大，从而就使得更加难以达到ψs≥2ψB的反型层产生条件，所以阈值电压增大。
当温度T升高时，半导体Fermi能级将趋向于禁带中央变化，则半导体Fermi势ψB减小，从而导致更加容易达到ψs≥2ψB的反型层产生条件，所以阈值电压降低。
（2）为什么E-MOSFET的源-漏电流在沟道夹断之后变得更大、并且是饱和的（即与源-漏电压无关）？
【答】E-MOSFET的沟道夹断是指栅极电压大于阈值电压、出现了沟道之后，源-漏电压使得沟道在漏极端夹断的一种状态。实际上，沟道在一端夹断并不等于完全没有沟道。当栅电压小于阈值电压时，则完全没有沟道，这是不导电的状态——截止状态。而沟道的夹断区由于是耗尽区，增加的源-漏电压也主要是降落在夹断区，则夹断区中存在很强的电场，只要有载流子到达夹断区的边缘，即可被电场拉过、从漏极输出，因此夹断区不但不阻止载流子通过，而相反地却能够很好地导电，所以有沟道、并且沟道在一端夹断的状态，是一种很好的导电状态，则沟道夹断之后的输出源-漏电流最大。
E-MOSFET的沟道在漏极端夹断以后，由于夹断区基本上是耗尽区，则再进一步增加的源-漏电压，即将主要是降落在夹断区，这就使得未被夹断的沟道——剩余沟道的长度基本上保持不变；而在沟道夹断之后的源-漏电流主要是决定于剩余沟道的长度，所以这时的源-漏电流也就基本上不随源-漏电压而变化——输出电流饱和。
（3）为什么短沟道E-MOSFET的饱和源-漏电流并不完全饱和？
对于短沟道MOSFET，引起输出源-漏电流饱和的原因基本上有两种：一种是沟道夹断所导致的电流饱和；另一种是速度饱和所导致的电流饱和。
对于沟道夹断的饱和，因为夹断区的长度会随着其上电压的增大而有所增大，则使得剩余沟道的长度也将随着源-漏电压而减短，从而就会引起源-漏电流相应地随着源-漏电压而有所增大——输出电流不完全饱和。不过，这种电流不饱的程度与沟道长度有关：对于长沟道MOSFET，这种夹断区长度随源-漏电压的变化量，相对于整个沟道长度而言，可以忽略，所以这时沟道夹断之后的源-漏电流近似为“饱和”的；但是对于短沟道MOSFET，这种夹断区长度随源-漏电压的变化量，相对于整个沟道长度而言，不能忽略，所以沟道夹断之后的源-漏电流将会明显地随着源-漏电压的增大而增加——不饱和。
对于速度饱和所引起的电流饱和情况，一般说来，当电场很强、载流子速度饱和之后，再进一步增大源-漏电压，也不会使电流增大。因此，这时的饱和电流原则上是与源-漏电压无关的。
对于短沟道MOSFET，还有一个导致电流不饱和的重要原因，即所谓DIBL（漏极感应源端势垒降低）效应。因为源区与沟道之间总是存在一个高低结所造成的势垒，当源-漏电压越高，就将使得该势垒越低，则通过沟道的源-漏电流越大，因此输出电流不会饱和。
总之，导致短沟道MOSFET电流不饱和的因素主要有沟道长度调制效应和DIBL效应。
（4）为什么E-MOSFET的饱和源-漏电流与饱和电压之间具有平方的关系？
【答】增强型MOSFET（E-MOSFET）的饱和源-漏电流表示式为&&
&饱和电压(VGS-VT)就是沟道夹断时的源-漏电压。在MOSFET的转移特性（IDsat～VGS）曲线上，E-MOSFET的饱和源-漏电流IDsat与饱和电压(VGS-VT)的关系即呈现为抛物线。导致出现这种平方关系的原因有二：
①沟道宽度越大，饱和源-漏电流越大，饱和电压也就越高；
②电流饱和就对应于沟道夹断，而夹断区即为耗尽层，其宽度与电压之间存在着平方根的关系，这就导致以上的平方结果。正因为MOSFET具有如此平方的电流-电压关系，所以常称其为平方率器件。
（5）为什么一般MOSFET的饱和源-漏电流具有负的温度系数？
&&&&&& 【答】MOSFET的饱和源-漏电流可表示为&&
&在此关系中，因为材料参数和器件结构参数均与温度的关系不大，则与温度有关的因素主要有二：阈值电压VT和载流子迁移率μn。
由于MOSFET的阈值电压VT具有负的温度系数，所以，随着温度的升高，就使得MOSFET的输出饱和源-漏电流随之增大，即导致电流具有正的温度系数。
而载流子迁移率μn，在室温附近一般将随着温度的升高而下降（主要是晶格振动散射起作用）：&&
式中To=300K，m=1.5～2.0。迁移率的这种温度特性即导致MOSFET的增益因子
也具有负的温度系数。从而，随着温度的升高，迁移率的下降就会导致MOSFET的输出源-漏电流减小，即电流具有负的温度系数。
综合以上阈值电压和载流子迁移率这两种因素的不同影响，则根据MOSFET饱和电流的表示式即可得知：
①当饱和电压(VGS-VT)较大（即VGS&&VT）时，阈值电压温度关系的影响可以忽略，则输出源-漏电流的温度特性将主要决定于载流子迁移率的温度关系，即具有负的温度系数（温度升高，IDS下降）；
②当饱和电压(VGS-VT)较小（即VGS～VT）时，则输出源-漏电流的温度特性将主要决定于阈值电压的温度关系，从而具有正的温度系数（温度升高，IDS也增大）。
而对于一般的MOSFET，为了获得较大的跨导，往往把饱和电压(VGS-VT)选取得较大，因此可以不考虑阈值电压的影响，于是饱和源-漏电流通常都具有负的温度系数。也因此，一般的MOSFET都具有一定的自我保护的功能，则可以把多个管芯直接并联起来，也不会出现因电流分配不均匀而引起的失效；利用这种并联管芯的办法即可方便地达到增大器件输出电流的目的（实际上，功率MOSFET就是采用这种措施来实现大电流的）。
（6）为什么MOSFET的饱和区跨导大于线性区的跨导？
【答】饱和区与线性区都是出现了沟道的状态，但是它们的根本差别就在于沟道是否被夹断。电压对沟道宽度的影响是：栅极电压将使沟道宽度均匀地发生变化，源-漏电压将使沟道宽度不均匀地发生变化（则会导致沟道首先在漏极端夹断）。
在线性区时，由于-漏电压较低，则整个沟道的宽度从头到尾变化不大，这时栅极电压控制沟道导电的能力相对地较差一些，于是跨导较小。同时，随着源-漏电压的增大，沟道宽度的变化增大，使得漏端处的沟道宽度变小，则栅极电压控制沟道导电的能力增强，跨导增大。
而在饱和区时，源-漏电压较高，沟道夹断，即在漏极端处的沟道宽度为0，于是栅极电压控制沟道导电的能力很强（微小的栅极电压即可控制沟道的导通与截止），所以这时的跨导很大。因此，饱和区跨导大于线性区跨导。
可见，沟道越是接近夹断，栅极的控制能力就越强，则跨导也就越大；沟道完全夹断后，电流饱和，则跨导达到最大——饱和跨导。
（7）为什么MOSFET的饱和跨导一般与饱和电压成正比？但为什么有时又与饱和电压成反比？
【答】①在源-漏电压VDS一定时：由E-MOSFET的饱和电流IDsat对栅电压的微分，即可得到饱和跨导gmsat与饱和电压(VGS-VT)成正比：&&
&这种正比关系的得来，是由于饱和电压越高，就意味着沟道越不容易夹断，则导电沟道厚度必然较大，因此在同样栅极电压下的输出源-漏电流就越大，从而跨导也就越大。
②在饱和电流IDsat一定时：饱和跨导gmsat却与饱和电压(VGS-VT)成反比：&&
这是由于饱和电压越高，就意味着沟道越难以夹断，则栅极的控制能力就越小，即跨导越小。
总之，在源-漏电压一定时，饱和跨导与饱和电压成正比，而在源-漏电流一定时，饱和跨导与饱和电压成反比。
这种相反的比例关系，在其他场合也存在着，例如功耗P与电阻R的关系：当电流一定时，功耗与电阻成正比（P=IV=I2R）；当电压一定时，功耗与电阻成反比（P=IV=V2/R）。
（8）为什么MOSFET的线性区源-漏电导等于饱和区的跨导（栅极跨导）？
【答】MOSFET的线性区源-漏电导gdlin和饱和区的栅极跨导gmsat，都是表征电压对沟道导电、即对源-漏电流控制能力大小的性能参数。
在线性区时，沟道未夹断，但源-漏电压将使沟道宽度不均匀；这时源-漏电压的变化，源-漏电导gdlin即表征着在沟道未夹断情况下、源-漏电压对源-漏电流的控制能力，这种控制就是通过沟道宽度发生不均匀变化而起作用的。
而饱和区的栅极跨导——饱和跨导gmsat是表征着在沟道夹断情况下、栅-源电压对源-漏电流的控制能力，这时剩余沟道的宽度已经是不均匀的，则这种控制也相当于是通过沟道宽度发生不均匀变化而起作用的，因此这时的栅极跨导就等效于线性区源-漏电导：&&
（9）为什么在E-MOSFET的栅-漏转移特性上，随着栅-源电压的增大，首先出现的是饱和区电流、然后才是线性区电流？
【答】E-MOSFET的栅-漏转移特性如图1所示。在栅-源电压VGS小于阈值电压VT时，器件截止（没有沟道），源-漏电流电流很小（称为亚阈电流）。&
在VGS&VT时，出现沟道，但如果源-漏电压VDS=0，则不会产生电流；只有在VGS&VT和VDS&0时，才会产生电流，这时必然有VDS &(VGS-VT)，因此MOSFET处于沟道夹断的饱和状态，于是源-漏电流随栅-源电压而平方地上升。相应地，饱和跨导随栅-源电压而线性地增大，这是由于饱和跨导与饱和电压(VGS-VT)成正比的缘故。
&&&&&& 而当栅-源电压进一步增大，使得VDS&(VGS-VT)时，则MOSFET又将转变为沟道未夹断的线性工作状态，于是源-漏电流随栅-源电压而线性地增大。这时，跨导不再变化（与栅电压无关）。
（10）为什么MOSFET的电流放大系数截止频率fT与跨导gm成正比？
【答】MOSFET的fT就是输出电流随着频率的升高而下降到等于输入电流时的频率。器件的跨导gm越大，输出的电流就越大，则输出电流随频率的下降也就越慢，从而截止频率就越大，即fT与gm有正比关系：
由于fT与gm的正比关系，就使得fT与饱和电压（VGS-VT）也有正比关系，从而高频率就要求较大的饱和电压。
（11）为什么提高MOSFET的频率与提高增益之间存在着矛盾？
【答】MOSFET的高频率要求它具有较大的跨导，而在源-漏电压一定的情况下，较大的跨导又要求它具有较大的饱和电压（VGS-VT），所以高频率也就要求有较大的饱和电压。
因为MOSFET的电压增益是在源-漏电流一定的情况下、输出电压VDS对栅-源电压VGS的微分，则饱和状态的电压增益Kvsat将要求器件具有较小的饱和电压（VGS-VT）：&
这是由于在IDsat一定时，饱和电压越低，饱和跨导就越大，故Kvsat也就越大。
可见，提高频率与增大电压增益，在对于器件饱和电压的要求上存在着矛盾。因此，在工作电流IDsat一定时，为了提高电压增益，就应该减小(VGS-VT)和增大沟道长度L。这种考虑对于高增益MOSFET具有重要的意义；但是这种减小(VGS-VT)的考虑却对于提高截止频率不利。
（12）为什么E-MOSFET的栅-源短接而构成的MOS二极管存在着“阈值损失”？
【答】这种集成MOS二极管的连接方式及其伏安特性如图2所示。因为栅极与漏极短接，则VGS=VDS。因此，当电压较小（VGS=VDS&VT）时，不会出现沟道，则器件处于截止状态，输出电流IDS=0；当电压高于阈值电压（VGS=VDS≥VT）时，因为总满足VDS&(VGS－VT)关系，于是出现了沟道、但总是被夹断的，所以器件处于饱和状态，输出源-漏电流最大、并且饱和，为恒流源。
&由于VGS=VDS，所以这种二极管的输出伏安特性将与转移特性完全一致。因为MOSFET的饱和输出电流IDsat与饱和电压(VGS－VT)之间有平方关系，所以该二极管在VGS=VDS≥VT时的输出伏安特性为抛物线关系，并且这也就是其转移特性的关系。
所谓阈值损失，例如在门电路中，是输出高电平要比电源电压低一个阈值电压大小的一种现象。由E型,栅-漏短接的MOS二极管的伏安特性可以见到，当其输出源-漏电流IDS降低到0时，其源-漏电压VDS也相应地降低到VT。这就意味着，这种二极管的输出电压最低只能下降到VT，而不能降低到0。这种“有电压、而没有电流”的性质，对于用作为有源负载的这种集成MOS二极管而言，就必将会造成阈值损失。
（13）为什么在MOSFET中存在有BJT的作用？这种作用有何危害？
【答】①对于常规的MOSFET：如图3（a）所示，源区、漏区和p衬底即构成了一个npn寄生晶体管。当沟道中的电场较强时，在夹断区附近的电子即将获得很大的能量而成为热电子，然后这些热电子通过与价电子的碰撞、电离，就会形成一股流向衬底的空穴电流Ib；该过衬底电流就是寄生晶体管的基极电流，在热电子效应较严重、衬底电流较大时，即可使寄生晶体管导通，从而破坏了MOSFET的性能。这种热电子效应的不良影响往往是较短沟道MOSFET的一种重要失效机理。
②对于CMOS器件：在CMOS器件的芯片中，存在着npnp的四层结构——晶闸管。当其中的BJT因为热电子效应而导通时，即可发生所谓“闩锁效应”、而导致器件失效。
③对于VDMOSFET：观察图3（b）中的结构，即可见到，当器件正向导通时，其中存在一个工作于放大状态的寄生n-p-n晶体管（n+源区是发射区，n-外延层是集电区，p沟道是基区）。该寄生晶体管的可能导电通道是与MOSFET的ID相并联的，故在VDMOSFET工作时，必须要注意防止寄生晶体管导通；否则，寄生晶体管的导通就可能引起二次击穿，使得功率MOSFET完全失去功能。
为了避免VDMOSFET在正向工作时、其中寄生n-p-n晶体管的导通，可以设法使寄生晶体管的电流放大系数变得很小、甚至减至为0——采用“阴极短路技术”，即把寄生晶体管的发射极与基极短接起来，工艺上就通过把发射区（源极区）的金属电极延伸到沟道体区的表面上来实现。因为这种阴极短路结构截断了发射极注入载流子的功能，所以能够防止寄生晶体管的导通。
对于VDMOSFET，在采用了阴极短路结构之后，实际上又恰恰在器件内部形成了一个p-n-n+二极管，这个二极管与VDMOSFET是反向并联的，这也就顺便地在VDMOSFET中设置了一个阻尼二极管（续流二极管），该二极管对于泄放反向电动势、防止主体晶体管的击穿具有重要作用。
&（14）为什么在VDMOSFET中存在有JFET的作用？有何不良影响？
【答】如图4所示，源-漏电流是从芯片表面向下流动的，并在电流通路的两侧是pn结，因此这种电流输运的过程，从工作原理上来看，就相当于是一个寄生JFET。从而可以把VDMOSFET等效为一个MOSFET与一个寄生JFET的串联组合，其中很大部分n-漂移区就相当于是寄生JFET的沟道。
由于JFET的输出交流电阻非常大，同时也因为较高的源-漏电压而具有很大的输出直流电阻，所以就使得VDMOSFET的导通电阻大大增加，因此n-漂移区的厚度和掺杂浓度对整个器件性能的影响都较大。
为了消除VDMOSFET中寄生JFET的影响，以降低导通电阻，就必须在结构上加以改变，由此发展出了V形槽栅、U形槽栅和沟槽（Trench）栅等结构的MOSFET。
（15）IGBT和MCT都是MOS栅极控制的功率场效应晶体管，为什么说它们是两种完全不同的器件？
【答】IGBT（绝缘栅双极型场效应晶体管）和MCT（MOS控制晶闸管）的共同点主要有：
①都是MOS栅极控制的器件，则具有功率场效应晶体管的优点；
②在结构上，其中都存在着四层、三结的晶闸管结构，因此在一定条件下会出现阳极电流闩锁效应；
③它们都可以采用多个元胞并联的结构，因此可以获得很大的工作电流；
③它们都是有两种载流子参与工作的器件，因此都是双极型的场效应晶体管，导通电阻低，但开关速度也相对地要比MOSFET的低。
IGBT和MCT的最大不同点就在于它们的工作状态和性质不相同，因此说它们是两种完全不同的器件：
①IGBT的工作电流主要是通过MOS沟道的电流，而其中的晶闸管电流是需要极力避免的（IGBT的最大工作电流——擎住电流就是其中晶闸管不导通时的电流），因此从本质上来看，IGBT基本上是一种MOSFET，因此IGBT具有MOS器件的许多优点，例如较强的栅极的控制能力和较低的驱动功率（因为有很大的输入电阻和较小的输入电容之故）。
而MCT与IGBT的恰恰相反，它的工作电流主要是晶闸管电流，至于MOS沟道的电流，则主要是起着触发晶闸管导通或者关断的作用，不是MCT的主要工作电流，因此从本质上来看，MCT基本上是一种晶闸管——双极型器件，从而MCT具有导通电阻很低、耐压很高、功率容量很大的优点。
②IGBT虽然在本质上是一种MOS器件，但又不同于一般的MOSFET，因为IGBT在导通工作时，有少数载流子注入到高阻的耐压层（漂移区），可以产生电导调制，则它的导通电阻较小，增大了器件的电流容量（电流密度要比VDMOSFET的高2～3倍）；同时由于高阻耐压层的引入而提高了工作电压。因此IGBT的功率容量很大。只是IGBT的开关速度，由于少数载流子的引入而相应地有所降低。
③虽然MCT本质上是一种晶闸管，而且MOS栅极可以关断阳极电流，但MCT又不同于一般的可关断晶闸管（GTO）。因为MCT实际上是一种把单极型的MOSFET与双极型的晶闸管组合而成的复合型器件，也是一种所谓Bi-MOS器件，所以它具有MOS器件和双极型器件二者的长处：较强的栅极控制能力，较低的驱动功率，较高的开关速度，较大功率容量。
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两个P型MOS管反向串联,也就是两个S极连在一起,这样有什么作用?
这个电路一般是5v和锂电池电源之间切换用的.如果用二极管隔开两个电源,压降太大.所以就用mos管代替二极管.但是mos管有一个问题,就是内部集成了一个续流二极管,你分析一下电路就知道了,如果只用一个pmos的话,5v的电压会经过mos管直接流进锂电池中.解决的问题的办法只能是两个pmos管反相串联,这样就阻断了5v电压.不知道我说明白没有.
与《两个P型MOS管反向串联,也就是两个S极连在一起,这样有什么作用?》相关的作业问题
若是增强型的 电流方向同电源方向一式,
两电阻串联时：电路总电阻为2R ,则电流 为 U/(2R)两电阻功率为 P1= I*I*2R =U/(2R) * U/(2R) *2R并联的时候：每个电阻两端电压都为U ,每个电阻功率都等于 U/R 所以总功率为：P2= 2*U*U/RP1/P2 = 1:4
这是一个真命题,但不是定理. 再问： 可是这也可以用推理的方法判断为正确的命题啊！！那不就是定理吗 再答： 不能说经过证明是正确的命题都是定理。——否则，定理不是太多了了吗？再问： 用推理的方法判断为正确的命题叫做定理是定理的定义啊 再答： 一般来说，在数学中，只有重要或有趣的陈述才叫定理。
A_B_表现为白色,aaB_为白色,A_bb为黄色,aabb为白色.所以基因型不同的两个结白茧的蚕杂交子代中结白茧的与结黄茧的比例是3：1的亲本的基因型可能为AABb*aaBb或AABbxAABb.
你描述的可能是一个用户使用两只单相电度表,此线路图比较简单、适用,至于使用多大的倒顺闸刀,可以根据你家里最大容量来配置；还有一种方式是用两只交流接触器控制,但安装较为麻烦,且造价高,我这里就不给你描述了.&
串联后d增大,遂c减小,由于Q不变,u变大且与c成反比,遂u与d成正比,即E不变.
对 对顶角：两条直线相交后所得的只有一个公共顶点且两个角的两边互为反向延长线,这样的两个角叫做对顶角.两条直线相交,构成两对对顶角.平行：平面上两条直线、空间的两个平面或空间的一条直线与一平面之间不相交时的关系.
1.这个问题,思路是：甲和乙相遇一次,事实上是两个人合起来一共跑了400米,相遇三次,即两个人合起来跑了1200米.设第X分钟后,两人第3次相遇：200x+160x=1200.所以x=10/3分钟.即：3分20秒时两人第3次相遇2.这个的思路是：甲跑的速度快,第一次遇到乙的时候,甲比乙已经快了一圈,第二次遇到的时候,又
在某些应急场合,可以这样应用.这时,加上反向电压的电容器因为漏电比较大,承受的反向电压很小,不容易被击穿.
这是两个快速击穿的稳压二极管,保证输入电压不高于 单个二极管反向击穿电压+0.7V, 用两个的原因是信号有正负,如果二极管电压为5V,不管来的电压是正,还是负,最高电压都只能是 5.7V,一个正向导通,一个反向击穿.这是防止干扰信号,损坏后面的元件.
二极管并联增大电流,一个tvs管反向串联接地,过压保护.
有这种用法,对信号进行双向限幅,保护后级电路.
电子运动方向与电流方向相反……画个图你自己就看出来了 再问： V2中的电子能进入V1中吗? 再答： 有电流流动，就有电子运动，电子运动中，怎么能说是某一部分的电子呢，是整个系统的电子，都是载体。是他们共有的，学电路不用纠结于电子的具体谁丢谁得，一般的方向都没有研究这个（也可能是我知识面不广，反正我没遇到过，无论是考试还
第二次相遇则2人总共跑了2圈100*(5+3)=800米=2圈的距离所以跑道长800/2=400米
设经过x小时两人首次相遇所以的14x+21X=42解得1.2小时两人1.2销售后首次相遇
这样可以给电容充电,如果电容标称电压小于400v,就很有可能由于击穿而爆裂 再问： 我是利用电容充放电来制动电动机迅速制动，给两个二极管串联加在电容正极充直流，负极与零线成回路，两个电容并联我想问下两个二极管串联是什么意思，能否与交流零线形成回路？ 再答： 两个二极管串联只是为了增加二极管可以承受的反向最大电压，比如一
（1）当接挡“2”时，电路为R0的简单电路，由P=U2R可得，R0的阻值：R0=U2P高温=(220V)21100W=44Ω；当接挡“1”时，R0与R串联，由P=UI可得，电路中的电流：I=P保温U=22W220V=0.1A，由I=UR可得，电路中的总电阻：R总=UI=220V0.1A=2200Ω，因串联电路中总电阻等
反向串联的作用1、经常在功率较大的放大电路,功率管的基极b与发射极e即发射结并联两个反向的二极管,这是通过对发射结输入电流的分流作用而起保护作用；2、两个二极管反向串联后对与之并联的电路可起过压保护作用,当电路过压时,二极管首先击穿短路；双向过压保护.这种双向tvs,双向过压保护电路一般用于电子电路,与被保护的PN结并两个P型MOS管反向串联，也就是两个S极连在一起，这样有什么作用？-mos管中，为什么当栅极与源极之间电压相同时，D-S之...
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向大家请教个很弱智的问题！MOS管D极跟S极有方向吗，可以任意调换吗
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为什么有些机器的保护隔离电路中使用的P沟道MOS管的D极作为输入而S极作为输出呢！？（比如HP CQ40)这个问题实在搞不懂啊！好像大部分机器的保护隔离电路都是以P沟道的S极作为输入而D极作为输出的！P沟道MOS管G极为低电平才导通啊，如果像CQ40那样设计的话那岂不那个管子不受G极控制额！？是这样吗！因为P沟道本身就是D到S极导通的！实测也发现当其G极电压为19V时仍然导通，实在想不通，可奇怪的时第二个以S极作为输入的P管其G极也是19V，不导通了！我现在想知道的是MOS管D极跟S极有方向吗，可以任意调换吗
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只要沟道相同便可互换。导通后就和一个导线一样，没什么区别，不用分头尾。
导通后内部晶体二极管正负两端也会存在阻值的，即便是完全导通状态下，DS之间就直接相连等同于一条导线。&
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拉扎维模拟CMOS集成电路设计(前十章全部课件)_百度文库.JPG (47.95 KB, 下载次数: 154)
20:51 上传
上下相对的G极和衬底，
左右相对的S和D。
NMOS管体二极管的形成，
p衬底分别与S，D形成PN结，但衬底又会和S或D接一起，因此其中一个PN结失效。
比如和S接一起，则P衬底和S形成的PN结失效，因为等电势。
P衬底和D形成的PN结有效。于是就有了体二极管。实际方向是P衬底到D，因为S和衬底同电势，也可画成S到D。
MOS管画法有很多种，图中的画法也常见，和笔记本图纸中的画法差别很大，主要是箭头方向。图中的画法类似三极管的画法，比较好理解。因为箭头朝外，参照三极管，只需G极电压大于S或D的电压看衬底和哪一极等电势，管子就导通。
管子两极因为衬底接在哪一极，才有D极和S极的区分。但D和S是对称的。所以就不要区分D和S，要区分是NMOS还是PMOS,以及体二极管的方向。
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天意wx 发表于
不可以任意调换 MOS管的内部有体二极管的作用
有的是直接就导通了 但是若要大电流到主板，保护隔离管必须完 ...
就P沟道的场管来说&&G级电压越小 SD之间的沟道的导通能力越强
& && && && && && & 当G级小于S级4.5V时候 沟道完全导通
完全赞成！说的很对&
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S到D反向截止了，因为二极管的特性是单向导通，而P沟的呢，它身体里面有的那个二极管是D到S的，正向导通，S到D成反向了，肯定截止了，自然就不导通了。
这里二极管的截止保护性质可以理解成一个隔离作用。&
大哥！你说的跟我之前说的不是一个意思，，你说的这个我懂的，，不过还是谢谢你&
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P沟道的，本来就是MOS管本身里有一个体二极管，是D级到S级，就按沟道不打开，电流不经过沟道过去，也可以先过它的体二极管到S级的。S级有高电平后，不就S大于G了吗？这时候沟道不就打开了？电流就开始走沟道，而不走体二极管了
还需加强学习&
什么！？？？你说“S级有高电平后，不就S大于G了吗？这时候沟道不就打开了？电流就开始走沟道，而不走体二极管了”这句话我不太明白啊！还请大哥指教下，我记得有个规律是对于P沟道的MOS管来讲 当控制极电压低于输入&
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不可以任意调换 MOS管的内部有体二极管的作用
有的是直接就导通了 但是若要大电流到主板，保护隔离管必须完全导通
同意楼主: 4 &
就P沟道的场管来说
G级电压越小 SD之间的沟道的导通能力越强
当G级小于S级4.5V时候 沟道完全导通&
那请问怎样才算 完全导通 状态呢？？是不是输出的电压等于输入电压，当然内部损耗不计，就你发的这个图而言 假如图中的PQ101的输入端D极19V，栅极也是19v,此时电流是不是只能经过内部的二极管导通而内部的沟道截止！&
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DS之间的电流没有方向限制。GD之间的电流有方向限制，因此不能换
什么！！？？？GD之间还存在电流1？？&
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电磁机械狂 发表于
DS之间的电流没有方向限制。GD之间的电流有方向限制，因此不能换
什么！！？？？GD之间还存在电流1？？
GD；GS结制作工艺是不同的，你说能换吗？&
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自作多情 发表于
S到D反向截止了，因为二极管的特性是单向导通，而P沟的呢，它身体里面有的那个二极管是D到S的，正向导通，S ...
大哥！你说的跟我之前说的不是一个意思，，你说的这个我懂的，，不过还是谢谢你
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天意wx 发表于
不可以任意调换 MOS管的内部有体二极管的作用
有的是直接就导通了 但是若要大电流到主板，保护隔离管必须完 ...
那请问怎样才算 完全导通 状态呢？？是不是输出的电压等于输入电压，当然内部损耗不计，就你发的这个图而言 假如图中的PQ101的输入端D极19V，栅极也是19v,此时电流是不是只能经过内部的二极管导通而内部的沟道截止！又假如其G极电压为8V，此时电流是不是优先从沟道导通而不经过内部的二极管导通又或者是电流经过了这两者啊，是这样理解的吗！
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自作多情 发表于
P沟道的，本来就是MOS管本身里有一个体二极管，是D级到S级，就按沟道不打开，电流不经过沟道过去，也可以先 ...
什么！？？？你说“S级有高电平后，不就S大于G了吗？这时候沟道不就打开了？电流就开始走沟道，而不走体二极管了”这句话我不太明白啊！还请大哥指教下，我记得有个规律是对于P沟道的MOS管来讲 当控制极电压低于输入电压时才能导通啊而并非你这里所说的低于S极电压，这个到底怎么回事啊！
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天意wx 发表于
就P沟道的场管来说&&G级电压越小 SD之间的沟道的导通能力越强
& && && && && && & 当G级小于S级4.5V时候 ...
完全赞成！说的很对
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小小白, 积分 6, 距离下一级还需 4 积分
这个确实有点难搞懂
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不行的 根据 场馆内部 的晶体二极管 都是 单向导通 性质 加反向电压 的话 二极管反而截至了 从而&&场馆不 导通工作
老大！你没明白我的意思，，，&
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那请问怎样才算 完全导通 状态呢？？是不是输出的电压等于输入电压，当然内部损耗不计，就你发的这个图而 ...
栅极 G级的电压 如果 是19V& &输入端也是 19的话 此时 场馆 是截至状态 的 因此 电流 也不能完全 通过&&
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liang12 发表于
不行的 根据 场馆内部 的晶体二极管 都是 单向导通 性质 加反向电压 的话 二极管反而截至了 从而&&场馆不 导 ...
老大！你没明白我的意思，，，
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一般电路里可以换&&保隔里不能换
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DS 肯定是可以换的。但是换了DS，G也不是放错了吗？所以实际是不行，理论是可以了的。毕竟勾道打开后就是个导线。导线是不分头尾的吧。
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太深奥了 我修板只会做桥
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