当前位置： >>
高性能导航接收机中的载波恢复与载噪比估计研究
分类号ＵＤＣ！女２１１ １１１学号 密级０４ ０４００９５工学硕士学位论文高性能导航接收机中的载波恢复与载噪比 估计研究硕士生姓名廑坐娃研究方向墨基昱越皇定焦拉盎国防科学技术大学研究生院二ｏ ｏ五年十二月国防科技大学研究生院学位论文摘要本文以二代卫星导航定位系统为应用背景，着重研究了接收机中的载波恢复技术、ＩＱ 非正交对伪码和载波影响的模型、载噪比估计技术。本文对上述的三个方面分别进行了详 细的论述： 第一部分主要介绍了高动态接收机中的载波跟踪技术。高动态下面临着多普勒频率、 多普勒频率变化率较大的问题，给载波跟踪带来了很大困难。本章分析了目前高动态接收机中普遍采用的几种载波跟踪算法，对算法的性能迸行了比较。根据二代高动态的动态范围提出了ＦＬＬ＋ＰＬＬ的接收机结构，并对ＦＬＬ和ＰＬＬ的组合工作模式进行了分析，通过仿 真可知此种接收机结构完全能够满足目前动态条件和精度的需求，并且具有实现结构简 单，捕获跟踪较快的特点。 第二部分主要建立了在高精度测距中直接下变频接收机结构中Ｉ、Ｏ支路非正交的对 后端的载波及伪码恢复的精度影响模型。使用直接下变频接收机能够简化后端数字电路的 设计，但直接下变频结构中前端的模拟下变频易导致Ｉ、Ｑ通道相位的非正交，本文通过 理论推导得出输出的伪码和载波的跟踪误差与输入的不一致性参数的关系，并对实际的直接下变频电路进行了实验，获得其ＩＱ不一致参数，恢复出的载波及伪码相位为Ｉ和Ｑ，支路相位的平均值。 第三部分对接收机中的载噪比估计算法进行了分析，目前ＧＰＳ导航接收机中采用的载 噪比估计算法对残余多普勒非常敏感，而且ＧＰＳ中的数据速率为５０ｂｐｓ，北斗二代中的存 在数据速率为５００ｂｐｓ，应用条件的差异导致该算法的不可用。本文提出了增加噪声通道法、 直接计算法，并对各算法的性能进行了对比。结合具体的应用背景，对直接计算法进行了 改进，降低了其计算复杂度，改进的直接计算法具有高精度，受残余多普勒影响小，计算 简单等优点，具有很强的实用性。 以上的研究均以实际应用需求为出发点，充分考虑了实际实现中的可能会遇到的问 题，其中载噪比估计及载波跟踪技术已成功地应用到某国防重点型号的接收机中。关键词：高动态载波跟踪ＩＱ非正交载噪比估计卫星导航接收机第ｌ页国防科技大学研究生院学位论文ＡＢＳＴＲＡＣＴＴｈｉｓ ｄｉｓｓｅｒｔａｔｉｏｎ ｆｏｃｕｓｅｓ ｅａ＇ｅｃｔ ｏｆｏｎｔｌｌｅ ｃａｒｒｉｅｒ ｒｅｃｏｖｅｒｙ ｉｎｌｌｉ曲ｄ）ｍ锄ｉｃｎａｖｉｇａｔｉｏｎ ｒｅｃｅｉｖｅｒ，ｍｅＩＱ ｍｉｓｍａｔｃｈｉｎ ｄｉｒｅｃｔ ｄｏｗｎ ｃｏＩⅣｅｒｓｉｏｎ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ａｎｄ ｔｌｌｅ ｓｉ鄂【ａｌ ｔｏ ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ ｅｓｄｍａｔｏｒｉｎ ｎａＶｉｇａｔｉｏｎ ｒｅｃｅｉｖｅＬ Ｔｈｅ Ｂａｓｅｄｍ４ｊｏｒｏｆｗｏｒｋ ｉｓ船ｆｏｌｌｏｗｉｎｇ：ｏｎ也ｅ趾ａｌｙｓｉｓｓｉ印ａｌ∞ｃｅＭｎｇｔｙｐｉｃａｌｐｒｏｂｌｅｍｓ ｗｈｅｎｓｕｃｈ ｌｏｃｋＩｌａｖｉ鲥ｏｎ器ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｉｓ．ｍｈｉ曲ｄｙｎ锄ｉｃｃｉｒｃ啪ｓｔａｎｃｅ，ｓｏｍｅａｌｇ耐ｍｍｓｍａｘｉｍ啪ｌｉｋｅｌｉｌｌｏｏｄ ｐ１１ａｓｅ ｌｏｃｋ ｏｆｅｓｔｉｍ ａ＿ｔｏｒ（ＭＬＥ），ｅｘｔｅｎｄｅｄ Ｋａｌｍａｎｆｉｌｔｅｒ①ＫＦ），舶ｑｕｅｎｃｙｌｏｏｐ（ＦＬＬ），ｄ垮ｔａｌｌｏｏｐ（ＰＬＬ）ａｎｄ行ｅｑｕｅｎｃｙｍｅｓｅｃｘｔｅｎｄｅｄＫａｌ芏ｎａＩｌ丘ｌｔｅ晒ＥＫＦ）ａｒｅｄｅｄｕｃｅｄ．Ａｎｄ ｍｅｐｅ】渤珊ａＩｌｃｃａｌｇｏ血ｈｓ ｉｓ ｃｏｍｐａｒｅｄ谢ｔｈ ｅａｃｈ ｏⅡｌｅｒ．Ｔｏｓｉｎｌｐｌｉ母廿ｌｅ呻ｌｉｎｇｒａｔｅｄｅｓｉ印ａｌｌｄ ｄｉｇｉｔａｌ∞ＤｃｅｓｓｉｎｇｉⅡｒｅｃｅｉｖｅｒ，ｗｅ ｐｒｅｆｅｒ ｔｏ ｕｓｅⅡ１ｅｄｉｒｅｃｔ ｄｏｗｎ ｃｏｎＶｅｒｓｉｏｎ ｓ仃ｕｃｔｌｌｒｅ．Ｔｈｅ ｐｒｏｂｌｅｎｌ ｉｓ ｔｌｌｅ ａＩｌａｌｏｇ鲰）ｎｔ＿ｅｎｄ ｉｎ ｍｉｓｓｍｌｃｎ】ｒｅ谢１ｌｂｒｉｎｇＩＱｍｉ锄ａ１：ｃｈ，ｗＩｌｉｃｈｗｉｌｌ ｅ丘＇ｃｃｔ ｔｈｅ ｐｈ嬲ｅ ｏｆｒｃｃｏｖｅｒｅｄｃ删ｅｒ如ｄ ｃｏｄｅ．Ｉｎ ｔｌｌｉｓ ａ蹦ｃｌｅ、ｖｃａｎａｌｙｓｅｔｌｌｅ ｅｒｍｒ ｄｕｅ ｔｏ ＩＱｍｉｓｍａｔｃｈ． Ｉｎ ｏｒｄｅｒ ｔｏ ｍｏｎｊｔｏｒ ｍｅ ｓａｔｅｌｌｉｔｅ，ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ ｎｏｉｓｅ ｒａｄｏ ｅｓｔｉｌｎａｔｏｒ ｉｓ ｎｅｅｄｅｄ ｉｎ ｒｅｃｅｉｖｅＬ Ｔｈｅ谢ｄｅｌｙａｃ砌ｅｒ ｔｏ ｎｏｉｓｅ ｍｔｉｏ ｅｓｔｉＩｎａｔｏｒ ｉｓ ｓｅｎｓｉ垃ｖｅ ｔｏ ｒｃｓｉｄｕａｌ Ｄｏｐｐｌｅｒ舶ｑｕｅｎｃｙ．Ｗｂ ｐｒｅｓｅｎｔ ｎｅｗ ｅｓ缸ａｔｏｒ ｗｈｏｓｅ ｐｒｏｐｅｎｙ ｉｓ ｓｏｍｅｗｈ砒ｂｅｔｔｅｒ ｍａｌｌ ｔ１１ｅ谢ｄｅｌｙ ｌｌｓｅｄｕｓｅｄｏｎｅ．ＡＵ ｔｈｅ ｒｅｓｅａｒｃｈ ｗｅｒｅ ｃａｒｒｉｅｄ ｏｕｔｆＩｌｌｌｙｃｏｎｓｉｄｅｒｉｎｇｅｎｇｉｎｃｅ血ｇａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ．Ｓｏｍｅ ｏｆ ｔｈｅｒｅｓｅａｒｃｈ ｒｃｓｕｈｓ ｈａｖｅ ｂｅｅｎ ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅｌｙ ｕｓｅｄ ｉｎｒｅｃｅｉｖｅ峨ＫＥＹ ＷｏＲＤ：ｓａｔｅＵｉｔｅ ｎａＶｉｇａｔｉｏｎ ａｎｄ ｐｏｓｉ６０ｎｉｎｇ；ｃａｒＩ噎ｅｒ ｌＩｅｃｏｖｅＩ了；ｈｉｇｈ ｄｙｎａｍｉｃ；ｌＱｍｉｓｍａｔｃｈ；ｃａｒ―ｅｒｔｏⅡｏｉｓｅ黼ｔｉｏ髂ｔｉｍａｔｏｒ第Ⅱ页国防科技大学研究生院学位论文图目录图２．２．１最大似然估计算法结构图……………………………………………………………‘５ 图２．２．２锁相环的结构图………………………………………………………………………８ 图２．２３数字锁频环结构图……………………………………………………………………－９ 图２．２．４频率扩展卡尔曼滤波算法结构图……………………………………………………１０ 图２－３．１环路滤波器……………………………………………………………………………１３图２‘３．２鉴频器和鉴相器经过累加后的输出值………………………………………………１４图２．３＿３采用锁频环和锁相环同时工作的相位锁定过程……………………………………１４ 图２．３．４乘法和反正切鉴相器性能仿真………………………………………………………１５ 图２，３。５前端检测积分频率为２０００Ｈｚ时，鉴相器的特性………………………………”１５ 图２．３．６前端检测积分频率为２０００Ｈｚ时，鉴频器的特性…………………………………１６ 图２．３．７锁频环和锁相环环路滤波器…………………………………………………………１７ 图２．３．８不同的ＦＬＬ环路带宽对应的１盯热噪声误差（预检测积分时间丁＝１／１０００）…?１８ 图２．３．９加加速度为２９时对应的动态误差…………………………………………………?１８ 图２．３．１０盯。，与环路带宽的关系……………………………………………………………?１９ 图２＿３．１ｌ热噪声误差与锁相环带宽的关系（预检测积分时间ｌ／ｌｏｏＯ ｓ）…………………２０ 图２．３．１２加加速度２∥ｓ动态条件下稳态误差………………………………………………２０ 图２．３．１３盯。与ＰＬＬ带宽的关系……………………………………………………………２１图２．５．１ ｃｏｒｄｉｃ状态机…………………………………………………………………………“２３图２．５．２载波ＮｃＯ的实现……………………………………………………………………２４ 图３．１．１直接下变频接收机整体结构图………………………………………………………２５ 图３．１．２超外差式接收机整体结构图…………………………………………………………２５ 图３．１－３直接下变频中ＩｑＱ的频谱示意图…………………………………………………?２６ 图３．６．１伪码的跟踪误差与相对时延的关系…………………………………………………３ｌ 图３．６．２载波的跟踪误差与ＩＱ相对相位差的关系…………………………………………．３１ 图４．２．１宽窄带载噪比估计法…………………………………………………………………３３ 图４．２．２增加噪声通道法………………………………………………………………………３５图４２．３直接计算法……………………………………………………………………………３６图４．２．４改进的直接计算法……………………………………………………………………３６ 图４－２．５由于残余多普勒引起的载噪比偏差…………………………………………………３８ 图４．２．６ ｒ＝ｎ９９９时和ｒ＝Ｏ．９时，检测量所对应的真实载嗓比和实际计算所得误差值…．．３９ 第ｉｉｉ页国防科技大学研究生院学位论文图４．２．７载噪比的估计偏差与输入载噪比的关系……………………………………………３９ 图４－２．８输入载噪比与输出载噪比的关系……………………………………………………４０ 图４．２．９载噪比的估计方差……………………………………………………………………４０ 图４．２．１０输出载噪比偏差与输入多普勒频率的关系………………………………………４ｌ 图４．２．１１输出载噪比与输入载嗓比的关系…………………………………………………４１ 图４．２．１２输入的载噪比与估计值的方差的关系图…………………………………………?４２ 图４．２．１３残余的多普勒频率对应的载噪比估计误差………………………………………－４２表目录表２．２．１锁相环相位鉴别器……………………………………………………………………．８ 表２．２．２频率鉴别器性能对照表………………………………………………………………．９ 表２．２３各算法性能比较………………………………………………………………………１２ 表４．２．１载噪比估计算法性能比较……………………………………………………………４２第－ｖ页独创性声明本人声明所呈交的学位论文是我本人在导师指导下进行的研究工作及取得 的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含 其他人已经发表和撰写过的研究成果，也不包含为获得国防科学技术大学或其它 教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任 何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。学位论文作者签名：ｊ釜生。学位论文题目：壶挂髭昱越接龃生数羹选恢复量夔坚出盐逝塞日期：弘《年ｒＬ月。６日学位论文版权使用授权书本人完全了解国防科学技术大学有关保留、使用学位论文的规定。本人授权 国防科学技术大学可以保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子 文档，允许论文被查阅和借阅；可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据 库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 （保密学位论文在解密后适用本授权书。）学位论文题目学位论文作者签名：日期：弘ｆ年ｆＬ月Ｄ６日日期：ｊ。ｒ年，２月ｇ日作者指导教师签名：．互坠童国防科技大学研究生院学位论文第一章绪论§１．１引言卫星导航定位系统是星基无线电导航定位系统。目前投入运行的卫星导航定位系统 有：美国的ＧＰＳ（ＧｌｏｂａｌＰｏｓｉｔｉｏ ｎｉ：ｎｇＳｙｓｔｅｍ，全球定位系统）、俄罗斯的ＯＬＯＮＡＳＳ（Ｇ１０ｂａｌＮ耐ｇａｔｉｏｎ ｓａｔｅｌｌｉｔｅ ｓｙｓｔｅｍ，全球导航卫星系统）和我国的“北斗一号”卫星导航定位系统。欧洲目前正在建设自己的卫星导航定位系统一伽利略（Ｇａｌｉｌｅｏ）卫星导航定位系统，该系 统预计在２００８年开始投入运行【ｌ】。而我国目前也正全方面的致力于“北斗二号”卫星导航系统的建成。 ＧＰｓ是美国从２０世纪７０年代开始研制，直到１９９４年才全面建成。该系统的空间部 分由２４颗卫星组成，分为三个轨道。系统是具有在海、陆、空进行全方位实时三维导航 与定位能力的新一代卫星导航与定位系统，能够完成全球定位、导航及授时等功能。ＧＰｓ 是目前应用最广泛的卫星导航定位系统。 ＧＬｏＮＡＳｓ是前苏联从８０年代初开始建设的卫星导航定位系统，１９９５年建设完成。 正常运行时，系统的空间部分由２４颗卫星组成。建成初期，ＧＬｏＮＡｓＳ系统可以与美国的 ＧＰＳ系统相抗衡。但是由于在轨工作卫星数目太少（截止到２００２年１２月２６日，共有七颗 工作卫星，另有三颗卫星处于调试状态），不能提供全天时、全区域的定位服务，目前的处 境举步维艰。 欧洲也认识到了发展自主的导航定位系统的重要性，从１９９９年起，欧洲开始论证并着手建立自主的卫星导航定位系统一伽利略（Ｇａｌｉｌｅｏ）卫星导航定位系统，该系统的空间部分由３０颗卫星组成。系统将提供的服务要比现有的ＧＰｓ要多，并对ＧＰｓ所存在的问题 进行改进，目前系统正处在相关技术的验证阶段。 ２０００年１０月和１２月，我国相继发射了两颗北斗导航试验卫星，２００３年５月２５日北 斗备份星成功发射，这标志我国已经完整建立了“北斗一号”卫星导航定位系统。 “北斗一号”导航定位系统是一种区域性的卫星导航定位系统，它将主要为我国的公路交通、 铁路运输、海上作业等领域提供导航定位服务，同时对于实现我军新时期战略具有非常重 要的作用。系统定位精度在我国地区与ＧＰｓ定位精度相当。 ＧＰＳ和ＧＬＯＮＡＳＳ卫星导航定位系统都是军方的产物，在军事斗争中起着至关重要的 作用。９０年代初的海湾战争，当时ＧＰｓ刚刚投入使用，但是此时就显示出了它的重要作 用。在战争期间，ＧＰｓ为盟军的舰船、飞机、地面车辆和军队提供了精确的位置信息，同 第１页国防科技大学研究生院学位论文时也保证了盟军在茫茫沙漠中不会迷失方向。战后，人们开始认识到了ＧＰｓ在战争中的重要作用。随后，ＧＰｓ在军事中的应用不断扩大，逐渐应用到了各种武器、战斗载体和战斗单位上，它不仅可以提供位置、时间和方向信息，同时还可以指引武器进行精确打击。从 １９９５年的波黑战争、１９９８年底的“沙漠之狐”行动、１９９９年北约空袭南联盟的“盟军行 动”，到２００２年的阿富汗战争，直到最近的“自由伊拉克行动”，美军都大规模地应用了 ＧＰｓ技术，ＧＰｓ在战争中发挥的作用越来越大，已经成为了现代武器装备系统的重要组成 部分。 卫星导航定位系统在民用方面也得到了广泛的应用，特别是在飞机着陆、船舶入港、 车辆、勘探、大地测量等方面，同时系统还可以为用户提供精确的时间。导航定位服务越 来越成为人们生活中必不可少的一部分。§１．２课题背景美国的ＧＰｓ在民用和军用方面都得到了广泛的应用，特别是在军用方面，它不仅可以保证战机和战舰以及陆军车辆可以更精确的航行外，还可以指引武器实现精确打击。可以说，ＧＰｓ成了美国作战系统的一个重要组成部分。美国军队对ＧＰｓ的依赖日益加重促使美 国不断改善ＧＰＳ系统，提高系统的抗干扰能力，同时不断的研制和开发高动态下的导航接 收机。美国出于保障国家安全和维护军事强国的需要，有关ＧＰｓ方面的高动态方面的技术对我国采取封锁政策，目前国内比较先进的高动态民码接收机ＮｅｗＳｔａｒ２００ ＧＰＳ对加加速度 没有任何适应性且基本无任何抗干扰的措施，因此，我们必须研究和掌握这一领域的技术，为我国的导航系统积累经验。高动态下的接收机面对的是信号环境复杂、多普勒频移大的信号环境，所以载波恢复是接收机中的一个关键环节：同时需要考虑接收机的小型化，尽量简化每一通道的电路结构。对于上述的信号环境，在设计环路的时候需要考虑环路收敛时间和稳态相差方差之间的矛盾；同时，接收机为多通道接收机，这就需要载波恢复在保 证性能的基础上具有较低的硬件实现复杂度。关于高动态下的载波恢复论述的文章很少， 本文在对几种载波恢复的方法的详细阐述的基础上，针对一种ＦＬＬ．ＰＬＬ的载波恢复的实现 结构及其具体实现的方法进行了动态条件和工程实现复杂性方面的详细的分析。 接收机结构的选取是接收机设计的～个重要方面，结构的好坏决定了接收机设计的难 易度。直接下变频结构的接收机可以简化后端数字采样率的设计，同时降低数字处理部分 的处理速度，但是这种接收机结构由于前端模拟下变频器件的因素，会导致Ｉ、０支路信 号的不一致，从而影响最终的伪码和载波恢复的相位。本文第三章分析了在采用ＤＬＬ和 第２页国防科技大学研究生院学位论文ＰＬＬ的进行伪码跟踪和载波跟踪时，Ｉ、Ｑ支路的不一致对伪码和载波相位所产生的影响。 在监测接收机中需要根据解调后的Ｉ、Ｑ信号估计当前的载噪比值，从而判决信号质 量的好坏。目前ＧＰｓ中所采用的方法对残余的多普勒信号非常敏感，而且由于在ＧＰｓ中 数据速率为５０Ｈｚ，而在目前系统中的信号结构中数据速率为５００Ｈｚ导致信号符号内的相 干积累时间缩短给后端的处理带来一定的不便，所以必须设计出适合我们系统的载噪比估 计算法。§１＿３本文主要工作本文的主要工作主要分为以下几个方面：ａ）高动态下的载波恢复技术研究分析了最大似然估计法、扩展卡尔曼滤波法、数字锁相环、数字锁频环、频率扩展卡尔曼滤波算法的具体实现，并对几种算法的性能进行了比较。在此基础上提出了锁频环＋锁相环方案及该方案的动态条件及噪声性能仿真，并对具体的工程实现技术进行了详细的阐述包括Ｎｃ０（数控振荡器）及反正切函数的实现。ｂ）直接下变频的ＩＱ非正交分析通过码环和载波环路中的鉴别函数来分别计算Ｉ、Ｑ非正交所带来的伪码和载波跟踪误差，由于非线性方程的求解比较复杂，对分析结果进行了一些工程上的近似，并给出了近 似表达式。同时结合具体的实现电路给出了码相位和载波相位的误差。 ｃ）载噪比估计技术 对几种载噪比估计算法进行了分析，并结合二代系统进行了具体的参数设计。对直接计算法进行了简化，并对简化后的直接计算法进行了性能仿真。简化后的直接计算法具有实现复杂度较低、精度较高、不受残余多普勒影响等优点。第３页国防科技大学研究生院学位论文第二章高动态导航接收机中的载波恢复技术§２．１载波恢复的方法概述在导航接收机这样的直接扩频系统中，最重要的问题就是信号的解扩和解调。因此为 了保证接收机能够正常工作，码相位（即码延时）和载波频率这两个接收端的不确定时变 参量就必须确切掌握。在低动态环境中，导航接收机一般采用锁相环技术来对信号进行跟 踪，如伪码延时锁定环（ＤＬＬ）、科斯塔斯环（ｃｏａｓｔａｓ）等，在高动态的环境中载体的机 动范围和机动强度很大，引起的多普勒频移也很大，是通常采用码延时锁定环和载波锁相 环工作的导航接收机在没有惯导辅助的情况下很难可靠的工作。因此在高动态中，导航接 收机对信号的接收方法与低动态下有很多不同的特点。Ｓ．Ｈｉｌｌｍ等人研究认为在高动态环境 中可采用非相干检测技术对接收机信号进行伪码时延和相位的估计，从而实现对伪码和载 波频率的捕获和跟踪。ＪＰＬ（Ｊｅｔ Ｐｒｏｐｌｌｌｓｉｏｎ ｌａｂｏｒａｔｏｒｙ，美国喷气动力实验室）在高动态ＧＰｓ信号跟踪技术方面作了较深入的研究，并取得了较多的成果吼例如Ｗ．Ｊ．Ｈｕｒｄ，Ｊ．Ｉ．ｓｔａｌＩｎａｎ和ＶＡ．Ⅵ１１１ｒｏｔｔｃ一”１采用最大似然估计算法对伪码时延和载波多普勒进行了估计；ＶＡ．ⅥＩｎｒ酣ｅｒ，ｓ．ＨｉⅡｄｅｒ和ｓ．Ａｇｕｒｒ【１１】【１２】【１３１通过扩展卡尔曼滤波算法、叉积自动频率跟踪环算法、频率扩展卡尔曼滤波算法、数字锁相环等对ＧＰｓ信号参数进行了估计，其估计的信号参数主要包括载波相位、载波频率、频率的各阶变化率以及伪码时延等。高动态环境下，多普勒对载波的影响要比对伪码的影响大很多，因此在本章主要分析对载波信号参量的估 计。并对各种算法在信噪比跟踪门限、频率估计误差、和算法复杂性方面进行了分析。 §２．２载波恢复算法分析载波恢复算法主要有最大似然估计（ＭＬＥ）、扩展卡尔曼滤波算法（ＥＫＦ）、叉积自动 频率控制环算法（ＦＬＬ）、数字锁相环算法（ＤＰＬＬ）。下面将对各种载波恢复算法进行详细 的阐述，并比较各算法的性能。 ２＿２．１最大似然估计算法 最大似然估计算法（ＭＬＥ）的实现结构图州如图２．２ｌ所示，即寻求似然函数的最大 值点，将接收信号乘以所有可能的码时延（每次本地码以偏置ｌａｇ进行滑动），然后在每个第４页国防科技大学研究生院学位论文频率点上测量每个这样的乘积的能量（利用ＦＦＴ计算），其中能量最大的那个时延偏置值 和频率值便是所要的最大似然估计。最大似然估计算法在每一个搜索单元内的值可能是准 确的，但是高动态下，对多个格子的串行搜索可能会导致较大的误差，因此利用最大似然 估计观测量，必须再采用某种平滑跟踪算法来进行一定的修正。数据处理器图２．２．１最大似然估计算法结构图２．２－２扩展卡尔曼滤波算法 卡尔曼滤波是一种最优估计技术【５１。使用卡尔曼滤波算法必须要建立正确的系统的状 态方程和观测方程。对于非线性的状态方程和观测方程，还必须将其进行一定的线性化， 即扩展的卡尔曼滤波算法（ＥＫＦ）。 高动态下的载波跟踪需要对频率和相位同时进行估计，下面具体分析运用ＥＫＦ对载波 相位及其导数（频率和频率变化率）的估计原理。 接收的载波相位按泰勒级数展开为：∞＋１）叫聃砜㈣＋孚删＋詈删％∽其中丁为采样问隔，‰、ｑ、棚：为载波相位目（．ｉ｝）的各阶导数（２．２．１） 分别表示频率、频率变化率和频率的二阶导数，它们在观测时间内的迭代关系为：∞２（Ｊ｜｝＋１）＝ｃ％（Ｊｊ｝）＋，７４（１ｊ｝） 棚ｌ（七十１）＝ｑ（≈）＋Ｚ轫２（≈）＋叩３（＿ｊ｝）甲２（２．２２）（２．２．３）∞ｏ（意＋１）＝∞ｏ（惫）＋孙Ｉ（惫）＋三＝－∞２（七）＋，７２（七）第５页（２．２．４）国防科技大学研究生院学位论文其中仉为泰勒级数展开式的余项，表示动态模型噪声，用来描述上述模型受到的随机干扰 以及模型的不准确所带来的影响，且有如下的形式：铲ｂ吾≥抛弦Ｅ［刁：（后）】：罢ｒ旦ｒ乩…，４（２２．５）Ⅳ（ｆ）为零均值白高斯过程且有单边功率谱为Ⅳｏ，则有： （２．２．６）对相位、频率、频率变化率、频率的二阶变化率，故状态向量取为： ｘ７（七）＝【臼（１ｊ｝）国ｏ（后）ｃ吼（后）ｃｕ２（七）】 状态方程可表示为： 臼（露）＝Ｚ７ｘ（七） ｘ（七十１）＝豇（．ｉ｝）＋叩（七） Ｚ７＝【１Ｏ Ｏ（２。２．７）０】（２．２．８） （２．２．９）其中≯为状态转移矩阵，叩（七）为噪声干扰矢量，设Ｑ为噪声干扰矢量，７（七）的协方差矩阵， 则有：ｌ 西＝ Ｏ Ｏ ０ Ｏ １ ０ ｒ １ Ｏ Ｔ １ Ｔ２，２ ｒ Ｆ３／６ 丁２／２（２．２．１０）而由式（２．２．５）有ｒ６／２５２ 丁５／７２ 丁４／３０丁３，２４脚鼢ｍ…。，。防芝｝侧栅，黑 勺（七）＝爿ｓｉｎ旧（１ｊ｝）］＋，奶（七）ｗ旧凳篇然：管ｌ丁３／２４丁２／６ 丁／２ １（２．２．１１）（２．２１２）、 ７其中＂，（七）、％（膏）为均值是零，单边功率谱密度为Ⅳｌ的高斯白噪声，两者相互独立。不 考虑调制数据位的影响，将上式写成向量的形式：琊，＝匕黜卜，第６页他：．㈨其中再（％）＝魄（ｋ）Ｈ。（≈）】，其协方差矩阵为：Ｒ＝Ｅ【Ｈ（％）ｎ７（ｆ）】＝｛三：，：三：Ｉ为２ｘ２的国防科技大学研究生院学位论文单位矩阵，且盯２＝Ⅳ０／２ｒ 将式（２．２．１３）线性化，即在估计值ｘ＝量（＿ｊ｝Ｉ七一１）处展开， 则可得测量矩阵日７（七）为：ｚ，７ｃｔ，＝去向ｃ∞Ｉ，：；。。，＝［二竺≥嚣’］，７（２．２．１４）她ｍ，＝匕勰Ｌ一㈣＝匕器嬲］俐＠彰船卜Ｄ依照典型的ＥＫＦ推导方法，对状态向量ｘ似）的估计过程如下：状态一步预测方程为： 主（后Ｉ．ｉ｝一１）＝毋（．ｉ｝一１）一步预测方差方程为： 尸（七Ｉ七一１）＝口２面尸（｜ｊ｝一１）≯７＋Ｑ 最优滤波估计方程为： 量（≈）＝量（七１．ｉ｝一１）＋足（．ｉ｝）［ｚ（＿ｊ｝）一＾（毒（｜ｊ｝Ｉ＿ｊ｝一１））】 估计方差方程为： 尸（后）＝尸（．ｉ｝ｌ七一１）一Ｐ（＿ｊ｝Ｉ｜ｊ｝一１）日（七）?［．Ｈ７（Ｊｊ｝），（七Ｉ后一１）＋Ｒ】一１．Ｈ７（七）Ｐ（七ｌ七一１） （２．２．１８） 最优滤波增益方程为： 足（．ｉ｝）＝户（七Ｊ七一１）日（后）【三，７（１ｊ｝）尸（后Ｉ后一１）月’（｜ｊ｝）＋五】 （２．２．１９） （２．２．１７） （２．２．１６） （２．２．１５）为解决数据发散的问题，采用渐消记忆滤波法来设法加大新测量数据的作用，并相对 减小旧观测数据的影响。在式（２．２．１６）中参数口即为某一大于１的加权系数，用于调节旧数据的权重以加快滤波器对瞬态的响应速度并克服发散现象。～般经验值口＝１．０２７，对应大约４０个旧数据样值，此时在高动态中对多普勒频率的跟踪性能最优。 和ＭＬＥ算法相比，ＥＫＦ算法是在输入新的采样值后，就会基于该最新采样值和以前所有估计值进行估计，具有实时估计的特点；而ＭＬＥ算法则是在处理大量采样值后才给出一个平均估计值，实时性差些。 ２．２．３数字锁相环算法 数字锁相环路（ＰＬＬ）是一个基本的同步部件【６】，其基本的工作流程可以由下图清楚 的表示出来，输入的Ｉ和Ｑ支路经过与数控振荡器恢复出的正余弦信号进行一个如下的相 位旋转和累加后，送入相位鉴别器，得到的相位误差信号，经过环路滤波器，反馈给数控 第７页国防科技大学研究生院学位论文振荡器，从而实现频率和相位的同步‘刀【８】。ｖ辅助图２．２．２锁相环的结构图低阶的环路滤波器无法适应高动态下频率阶跃和由频率斜升引起的相位误差，三阶环 路可大大减少由动态引起的各种误差，从而可以在设计复杂度和性能之间寻求到一个平衡点。锁相环的鉴别器可以采用如表所示的几种方法，具体的鉴别器的性能如下表所示：表２．２．１锁相环相位鉴别器鉴别器算法 符号（‘）?Ｑ Ｉ。?Ｑｔ输出相位误差特性高信噪比时达到最佳 运算量要求低 低信噪比时达到最佳 运算量要求中等ｓ蹦晓）ｓｉｎ（２包）Ｑ。｝Ｉｅｔ锄（包）高和低信噪比时次最佳 运算量要求较高彳删Ⅳ（Ｑ／ｔ）晓高和低信噪比时最佳 运算量要求最高２．２．４数字锁频环算法 锁频环（ＦＬＬ）和锁相环的原理相同，是一个反馈的同步系统【１９】，但是其主要的功能 第８页国防科技大学研究生院学位论文是实现频率的同步，其实质相当于对载波相位差分量进行了锁相环的操作。由鉴频器完成 差分的操作，由环路滤波器后的累加器完成由频率向相位的转换。鲈辅助图２．２．３数字锁频环结构图锁频环的频率鉴别器有如下几种，其具体的性能比较如下表所示：表２－２２频率鉴别器性能对照表鉴别器算法 Ｊ－Ｑ，２一＾输出频率误差特性 高信噪比时接近最佳 适中的运算量 低信噪比时接近最佳 运算量要求低 高低信噪比时最佳 运算量要求高查［！丝二生卫屯一＾！塑塑：望ｆ２一ｆｌ！垫丝二趔，２一‘堡塑（堡』生ｆ２一ｆｌ欢一商ｒ２一＾注：点积，＝Ｌｌ?Ｌ２＋Ｑ１－Ｑ２叉积Ｑ＝ｔ。?Ｑ２一Ｊ。：?Ｑ，高动态下，锁频环的环路滤波器采用２阶的低通滤波器可满足高动态环境对频率估计 的需要，关于滤波器的设计可参见２．３．４节。 ２．２．５频率扩展卡尔曼滤波算法 ＪＰＬ实验室在实验中发现，去除信号相位的ＦＬＬ算法比ＤＰＬＬ算法的门限低１ｄＢ（ＤＰＬＬ 算法是对输入信号的相位进行估计的）。因此，在高动态、低信噪比的环境中，应选用去 第９页国防科技大学研究生院学位论文除信号相位的估计方法，故可以采用频域扩展卡尔曼滤波的方法。圈２＿２４频率扩展卡尔曼滤波算法结构图ＦＥＫＦ【１３】算法首先通过对输入的同相和正交信号分量进行叉积和点积运算而得到叉积 相位，然后通过ＥＫＦ算法对叉积相位及其导数进行估计。设输入的同相０（七）和，。（七）的表达式仍如（２１２．１２）所示，则得到的叉积和点积分别为（假设接收到的信号幅度为１）：乏篡激甚：擞：二装篓篙笛嚣％ｚ口＝‘（．ｉ｝）■（｜｜｝一１）＋七（七）饧（１ｊ｝一１）＝ｃｏｓ［△口（七）】＋ｎ’ｏ（＿ｊ｝）他ｚ加， 、……吖其中△日（后）纽（＿ｉ｝）一口（｜ｊ｝一１），而∥，（七）和玎’口＠）的表达式分别为＂’，（∞＝胛』（七一１）ｓｉｎ【口（七）】＋”ｏ（七）ｃｏｓ【口（七一１）］ ＋胛Ｊ（｜ｊ｝一１）订口（ｔ）一％（七一１）ｃｏｓ【联七）】 （２．２．２１）一玎』（七）ｓｉｎ【目＠一１）卜以Ｉ（七）行ｏ（七一１）”’。（｜ｉ｝）＝ｎＱ（豇一１）ｓｉｎ【口（丘）】＋孵。（七）ｓｉｎ【口（七一１）］ ＋开口（七一１）’毡（七）＋％（ｊ｝一１）ｃｏｓ［口（后）】 ＋珂，（七）ｃｏｓ［目（七一１）】＋聍，（．ｉ｝）唧（七一１） 由式子 （２．２．２１）和 （２．２．２２）可 （２．２．２２）知，采用叉积和点积对输入信号处理后，有效噪声增大了，白噪声变成了有色噪声，这必然会导致最终估计的误差增大（相对于ＥＫＦ方法）。为了得到状态方程，将叉积相位△ｐ（七）按泰勒级数展开得：△口（．｜｝＋１）＝△口（．ｉ｝）＋丁－△ｃ％＋二＝－△ｑ＋矾（．ｉ｝）其中△‰、△仞。分别为△口（｜ｉ｝）的一阶，二阶导数，它们之间满足的关系是：（２．２．２３）：竺芝絮：：昆＿＝黑。。一；、 △国ｏ（．ｉ｝＋１）＝△∞ｏ（后）＋ｒ?△ｑ（．ｉ｝）＋叩２（．ｉ｝）则有： 第ｌＯ页（２．２似） 、。…。…其中研分别为泰勒级数的展开项，表示动态模型噪声，设Ⅳ０）为叉积相位的三阶变化率，国防科技大学研究生院学位论文ｘ７（＿ｊ｝）＝【△口（七）△ｃ％（七）△ｑ（七）】（２．２．２６）△口（Ｊｉ｝）＝，７ｘ（七）Ｚ７＝［１，Ｏ，Ｏ】（２．２．２７） （２．２．２８）ｘ（七＋１）＝舡（七）＋叩（七）其中≯为状态转移矩阵，叩（七）为由于载体运动引起的随机噪声，推出状态转移矩阵为：≯＝『ｊ ｉ丁；２］而根据ｃ２．ｚ．：，，（２．２．２５）可知，玎（｜ｊ｝）的协方差矩阵Ｑ：Ｑ＝Ｅ｛［囊］ｂ，叩：叩ｓ】｝＝等寸≥／；琴乏ｌ墨筝］娴《然嬲ｈ的ｃｚ．ｚ．ｓ。，他ｚⅢ，噪声以胪院矧的协方差矩阵Ｒ为．Ｒ＝Ｅ【∥（．ｉ｝）（∥（１ｊ｝））７】＝２（盯２＋盯４）， （２．２．３２）舯硝表２×２的单位矩阵．ｃｒ２为输入噪声的娴＝眨矧的协槛将观测方程线性化（在ｘ＝量（Ｊｊ｝Ｉ后一１）处展开）后得到观测矩阵Ｈ７（七）：㈣＝鼢牡州。，＝匕羔勰Ｐ咖Ｊｒ；ｊ（Ｉ Ｊ女一１）ｌ一彳ｓｉｎ（△口（七））Ｊ他：∞，、７舯姆，＝匕嚣嬲ｋ州ｋ”＝匕篙：端］，而哦舻ｎ…¨，然后采用与ＥＫＦ算法相同的迭代方程，即可得到状态估计量ｘｒ（七）的实时估计值。国防科技大学研究生院学位论文２．２．６几种算法的性能分析 ＪＰＬ实验室对以上几种算法在其搭建的硬件平台上进行了比较，比较的内容主要包括 算法的频率跟踪门限（跟踪门限定义为失锁概率等于１０％时的信噪比，频率失锁是指频率 估计误差超过采样频率的二分之一）、在低信噪比（２３ｄＢ）和较高信噪比（２６ｄＢ）时的频 率估计误差和算法的复杂性等方面。采用的输入信号含有正和负的加速度变化脉冲，脉冲 持续时间为Ｏ．５ｓ，幅度为１００∥ｓ，并被持续２秒的恒加速度所分割，加速度初始值被设定 为．２５９，各种算法的性能如下表所示：表２．２３各算法性能比较算法ＦＥＫＦＲＭＳ误差门限（ｄＢＨｚ）２３ｄＢＨｚ ２２．５ ２３．Ｏ ２３．９ ２４．７ ２５．７ ３６．Ｏ ７．Ｏ ３．５ ６０．Ｏ ２０．Ｏ ２６ｄＢＨｚ ２２．５ １．０ ２．２ ３１．Ｏ １２．Ｏ相位估计 率估计 无 无 有 无 有 有 有 有 有 有频率变化 复杂性３ ５４ＭＬＥＥＩ（Ｆ ＦＬＬ ＰＬＬ２ １从上表中可以看出ＦＥＫＦ算法具有最低的门限，说明该算法在恶劣的噪声环境中仍然 具有良好的跟踪性能；ＭＬＥ算法和ＥＫＦ算法的频率估计误差都很小（几赫兹），但两种算 法实现均比较复杂：比较ＦＥＫＦ算法和ＥＫＦ算法以及ＦＬＬ算法和ＰＬＬ算法可见，去除输 入信号相位的算法（ＦＥＫＦ和ＦＬＬ）具有更低的信噪比跟踪门限，但频率估计误差却大很 多，这说明前者在信噪比门限上的改进是以牺牲频率估计误差为代价的。§２．３整体设计思路及流程２．３．１信号环境分析 高动态下的接收机按照动态范围可以分为独立导航和复合导航两种，复合导航接收机 借助于惯导设备来减小动态范围，从而保证接收机能够捕获到信号。故对于导航接收机我 们考虑其高动态下信号的范围如下所示： 速度：９００ｍ／ｓ 加速度：１０９ 第１２页国防科技大学研究生院学位论文加加速度：２９／ｓ 其中速度引起的多普勒频率可通过前端的捕获电路获得压缩，一般情况下可压缩至 ±５００Ｈｚ，加速度和加加速度范围不变。 ２．３．２载波跟踪设计 综合考虑到实现复杂度、信号的动态范围、跟踪时间和跟踪精度等各方面的要求，我 们采用ＦＬＬ＋ＰＬＬ的载波跟踪结构，这样既可以利用了ＦＬＬ的低门限，捕获时间短的优点， 同时还可以获得ＰＬＬ的载波跟踪精度。 ＦＬＬ＋ＰＬＬ的结构需要解决ＦＬＬ何时向ＰＬＬ过渡的问题，这就必须对ＦＬＬ和ＰＬＬ的 工作流程进行详细的分析： ＦＬＬ主要对频率进行锁定，ＰＬＬ在ＦＬＬ频率压缩的基础上对载波进行进一步的跟踪， 环路滤波器如下图所示。图２．３．１环路滤波器工作形式：锁频环和锁相环同时工作，开始时，频率还未锁定时，鉴相器的输出经过 如图２．３．１滤波器的积分之后，输出为零，所以此时为锁频环主导。频率锁定后，鉴频器 输出为零，锁相环占主导作用。这样就避免了确定何时由锁频环转向锁相环的问题。而且 转变过程中相位连续平滑。第１３页国防科技大学研究生院学位论文图２．３．２鉴频器和鉴相器经过累加后的输出值由图２．３．２可以看出，锁相环在频率未锁定阶段，经累加后的输出值为零，也就是对 于整个环路没有贡献，在频率锁定后，锁频环累加后的输出值不再变化，由锁相环来继续 工作。 载波恢复的整体流程如下图：图２．３．３采用锁频环和锁相环同时工作的相位锁定过程下面将对ＦＬＬ＋ＰＬＬ结构中的鉴频器和鉴相器，以及环路滤波器的设计进行详细的阐 述说明。 ２．３．３鉴相器及鉴频器的选取 １）鉴相器： 第１４页国防科技大学研究生院学位论文锁相环中的环路滤波器主要考虑两种类型的鉴相器，乘法鉴相器和反正切的鉴相器。 前者主要是运算量较少，而后者是一种最佳鉴相器，运算量较大，但在硬件技术发展的今 天已经完全可以方便的使用了。二者的鉴相性能可见下图所示：图２．３．４乘法和反正切鉴相器性能仿真可见反正切鉴相器的线性区比乘法鉴相器的线性区要大，而且鉴相结果要准确很多。 具体讨论一下反正切鉴相： （２．３．１）图２ ３．５前端检测积分频率为２０００Ｈｚ时，鉴相器的特性２）鉴频器频率鉴别器考虑到要消除数据位的影响，用除法运算来消除数据位的影响，其采用的第１５页国防科技大学研究生院学位论文具体表达式为岛。ｔａＩｌ。Ｉ（２．３．２）图２．３．６前端检测积分频率为２０００Ｈｚ时，鉴频器的特性由图２．３．６可以看出鉴频器的牵引范围为前端检测积分频率的ｌ／４，且载噪比越小，频 率误差越大。 ２．３．４环路滤波器的设计 锁频环和锁相环环路滤波器分别如下图（１）、（２）所示，其中锁频环的环路滤波器为 二阶滤波器，其传递函数为：州加Ｇ―Ｇ∥三?等锁相环的环路滤波器为三阶滤波器，其传递函数为：（２．３．３）州如隅－吾?等蛳㈢等］２∞ｌ＝啡Ｌ／ｏ．７８４５。（２．３．４）其中ＧＦｌ＝１．４１４％、ＧＦ２＝‰２、‰＝％／ｏ．５３；ＧＨ＝２．４ｑ、Ｇ，２＝１．１∞２、ＧＰ３＝ｑ３、第１６页国防科技大学研究生院学位论文（１）２阶（２）３阶图２．３．７锁频环和锁相环环路滤波器２．３．５环路带宽的确定 环路带宽的确定是根据频率和相位跟踪的误差来确定的，下面将从跟踪误差的角度来 分析ＦＬＬ和ＰＬＬ的环路带宽。 １）锁频环带宽 ＦＬＬ的频率误差的主源是热噪声引起的频率误差和高阶动态所带来的误差，则其跟踪 误差的３盯值可以写成如下的表达式【１ ９】： ３盯Ｆ皿＝３盯。＋正 其中盯。为热噪声引起的频率误差的均方根值； 丘为高阶动态所引起的动态偏差。 下面将对两种误差分别进行分析： ＞热噪声误差 （２．３．５）％２而１『忒｝１＋面瓦ｌ 旷击√盖［ｔ＋赢］对应的热噪声的ｌ盯值与ＦＬＬ的环路带宽之间的关系如下图所示：（２．３．６）第１７页国防科技大学研究生院学位论文…ｏ肾３锄Ｈｚ工．－＿－１ －，７ Ｌ，●，●●●１－，，●●，‘百§ Ｃ｛一ｃ“ｏ＝６５ｄＢ№Ｊ●，，，，●● Ｉ一，，’曼 三莹 。／一／。／‘口 窖∞／／尘随删ｈｏｆＦＬＬ（Ｈｚ）图２．３．８不同的ＦＬＬ环路带宽对应的１盯热噪声误差（预检测积分时间丁＝１／１０００）》高阶动态误差 加加速度会在二阶锁频环上产生一个稳态的误差，其具体的动态误差表达式为“３６０饼卉”１，：上塑＝’ｆ＞总体误差‘＼、ｂ日ｎｄ州ｄｌｈｏｆＦＬＬ（Ｈ习图２．３．９加加速度为２９时对应的动态误差由表达式（２．３．５）可得到盯ｍ如下图所示：第１８页国防科技大学研究生院学位论文∞ｎ㈨ａｍ ｏｔ ｒＬＬ【ｒ哟 圈２．３．１０盯ｍ与环路带宽的关系 由上图可知ＦＬＬ的带宽可选择在３～８Ｈｚ之间，当环路带宽越大，锁定时间越少，故在 具体应用时还需要对环路带宽的选取进行多次试验选择合适值。 ２）锁相环带宽 ＰＬＬ的频率误差的主源是热噪声引起的相位误差、振荡器引起的误差和高阶动态所带 来的误差，则其跟踪误差的３盯值可以写成如下的表达式［１ ９】： ｒ―：――――々３ｃｒｍ＝３、『ｃｒ：＋盯。２＋见下面对各种误差分别加以说明： ＞热噪声引起的相位误差（２．３．７）咿罢压砭习蛳具体如下图所示：（２．３．８）第１９页国防科技大学研究生院学位论文一ｃＮ０．３５ｄＢＨｚ ―ｃＮ０－６５ｄＢＨｚ－●，●●，－’ ，，＿，＿，，．－一’’’，●＿－●＿＿●＿．一一‘。ｐ一一，’●，，，一∞ Ｌ口∞３０ ｌｏｃ∞息ｔＩ≥ｏ＿０３可－ｏ皂∞廿 再ＬＩ也ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｏｆ ＰＬＬ（Ｈｚ）图２．３．１１热噪声误差与锁相环带宽的关系（预检测积分时间“１０００ ｓ） ＞高阶动态误差删瑚ｚｓ等姆ｅ下图为加加速度为２９时的稳态误差与ＰＬＬ带宽的关系，（２＿３．９）｛９巴口∞ｐ）。ＩＥ哪ｕ＾口。一ｍ；口Ｌ２矗ｏ＊叮ｃ乱ｂａｎｄＷｉｄｌ『ｌ ｏｆＰＬＬ（Ｈ对图２．３．１２加加速度２曲动态条件下稳态误差＞振荡器引起的误差 由振荡器引起的误差是一个复杂的分析问题，需要根据具体的振荡器型号进行具体分 析，但是由振荡器引起的误差相对于热噪声误差和动态误差较小，在高动态情况下不予考 虑。 第２０页国防科技大学研究生院学位论文＞总体误差综合以上的误差值，盯。为：富巴君 已呈。嚣 罢ｂａ㈣ｈ ｏｆＰ山｝哟图２．３．１３仃Ｐｕ与ＰＬＬ带宽的关系由上图可知，ＰＬＬ的环路带宽越大，误差值越小，但是工程实践显示三阶ＰＬＬ在带宽 ≥１８Ｈｚ时稳定性会变差。故三阶ＰＬＬ的环路带宽值选择为１８Ｈｚ。§２．４环路中易出现的问题及解决方案２＿４．１假锁现象假锁现剩７１是和数据信号研（ｆ）的传送相关的，设１支路和Ｑ支路的信号分别为：ｍ）＝埘（ｆ）?ｃｏｓ（△耐＋△们§，（ｗ）＝Ｍ（ｗ）ｏｃ（ｗ）Ｑ（ｆ）＝埘（ｆ）?ｓｉｎ（△耐＋△力§Ｑ（∞）＝Ｍ沏）ｏｓ（∞）（２．４．１） （２．４．２）设两条支路上的低通滤波器的频域表达式为Ｇ（ｗ），则通过滤波器后的信号为： ７（国）＝，（国）－Ｇ（国）＝Ｇ（国）．埘’（∞）ｐｃ（国）＝厨（国）ｐｃ（∞） （２．４．３）豆（∞）＝Ｑ（∞）－Ｇ（珊）＝Ｇ（∞）－＾彳（∞）＠ｓ（∞）＝詹（国）圆ｓ（彩）其中：露（∞）营而（ｆ）对应为数据位经过低通滤波后的结果，则：７ｐ）＝历０）．ｃｏｓ（△也蜡＋△妒）（２．４．４）（２．４．５）亘０）＝而Ｏ）．ｓｉｎ（△研＋△妒）第２ｌ页（２．４．６）国防科技大学研究生院学位论文对于不同的鉴相器，其结果也是不相同的： ＞乘法鉴相器： 环路相位误差信号：ｖｄ（ｆ）＝去［扁（『）】２ｓ协［２?（△脚ｒ＋△妒）】（２．４．７）由于【历（ｆ）】２的影响，使得相位误差正弦波中，有一个缺口，表示信号中除了正弦波外 还有～个直流分量，就是因为波形的失真，使得在频差△彩上，存在一个直流分量使环路 错锁在有频差△∞的频率上。 ＞反正切鉴相器：… 功（ｆ）：ａｒｃｔａｎ（篓婪譬竺黑）；△耐十卸 、耐“）ｃｏｓ（△耐＋△曰）’’（２．４．８）、 。反正切的除法运算消除了数据位的影响，可以看出用反正切鉴相器可以防止假锁现象 的出现。 ２．４．２半周期模糊问题 ＣＯｓｌ’Ａｓ环路相位石模糊问题通常在数据解调时进行处理。在通信中，一般通过发射 端差分编码接收端差分译码来解决疗模糊。在导航定位系统中，由于接收到的数据每个分 帧中都有校验位，所以可以在数据处理时解决万模糊问题。 §２．５工程实现２．５．１鉴频器及鉴相器中反正切的实现 反正切的实现可以通过多项式逼近法和ｃｏｒｍｃ算法的实现，分别介绍一下两种算法如 下： ＞多项式逼近法： 多项式逼近法主要适合于ＤＳＰ的实现。当然在精度要求并不是很高的情况下，可对此 种实现方法进行一定的简化。 此种方法的实现的基本策略是，在线性度较好的定义域内用多项式逼近反正切函数， 其它定义域内的结果由三角关系式从线性度较好的定义域中得到。 待实现的反正切函数为：扫＝ａｒｃｔａＩｌ（ｙ，ｚ） 首先考虑，盟∈［０，。。）的情况。（２．５．１）（１）Ｙ，）【∈【Ｏ，１】时，即Ｙ＜ｘ时，ｅ∈【Ｏ，Ⅱ／４】，函数线性度较好，用多项式逼近上 第２２页国防科技大学研究生院学位论文式即可。 （２）Ｙ／）（∈（１，一）时，即Ｙ＞）（时，ｏ∈（Ⅱ／４，Ⅱ／２），此时计算刀／２一ａｒｃｔａｎ（工／ｙ）。对于，搿∈（．一，Ｏ）对应的函数值可以由奇函数的知识得到。＞Ｃｏｒｄｉｃ算法： 此种方法主要是适合于ＦＰＧＡ中的实现，在速度要求不高的前提下，可以节约大量的 资源。图２．５．１∞ｒｄｉｃ状态机当该结构作为鉴频器使用时，Ｙ寄存器存放％，ｘ寄存器存放，，。作为鉴相器使用时，Ｙ和ｘ寄存器存放的分别为：％（＿ｊ｝）?０（．ｉ｝一１）一％（＿ｊ｝一１）?０（＿ｊ｝）、，芦（七）?，脚（蠡一１）＋Ｑ芦（七）‘Ｑ芦（七一１）ａ 由于最终采用ＤｓＰ来实现整个环路，所以采用查表法来实现对反正切的计算。 ２．５．２载波ＮＣｏ 载波ＮＣ０的功能是生成数字本振信号，实现数字混频。数字本振信号的实现框图如 图２．５．２所示，其核心部件是相位累积器和相位幅度变换器。人为的多普勒值加信号多普 勒值对时钟频率归一化成频率控制字送入寄存器，Ｌｏａｄ信号给出频率更新的信号，在更新 以前相位累加器按照先前的步进量作循环累加。出于硬件设计简便的考虑，该模块不提供 直接调相的功能，相位调整是通过调频来实现的。仿真表明在稳态阶段，效果比较理想； 第２３页国防科技大学研究生院学位论文在初始阶段通过设置合适的环路带宽，也可达到快速调相的目的。累加器的相位值可按照 一定的频率分辨率要求截断输出。 相位幅度变换一般采样正弦查找表的形式来实现，相位累加器的相位值截断作为地址 信号寻址获得正弦和余弦的幅度值。这种实现方法，表的容量与地址比特数成指数倍关系， 因此必须有较大的相位截断。文献【Ｊ ９】指出，本振幅度值取３ｂｉｔ就能提供较好的性能，其损 耗只有０．０２ｄＢ，因此本设计采取３ｂｉｔ（７个量化电平）幅度量化方式。图２．５．２载波ＮＣｏ的实现第２４页国防科技大学研究生院学位论文第三章直接下变频接收机中ＩＱ非正交对信号跟踪的影响§３．１导航接收机结构直接下变频结构同（Ｄｈｃｔ ｃｏｎｖｅ商ｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）的接收机（图３．１．１），对中频Ｉ和Ｑ支路分别进行采样，由于ＩｑＱ的频谱为单边谱如图３．１．３所示，故Ａ／Ｄ的采样率只需大于 信号带宽即可，相对于超外差式的接收机结构【３】（图３．１＿２）不仅大大降低了采样率而且减 轻了后端的数字信号处理的复杂度，但由于前端的模拟下变频，会导致Ｉ和Ｑ通道的相位 非正交以及幅度的不一致，在高精度测距中会影响后端的载波和伪码的跟踪精度。图３，１．１直接下变频接收机整体结构圈图３．１．２超外差式接收机整体结构图第２５页国防科技大学研究生院学位论文ＡⅡｌｐｌｉｎＪｄｃＩ厂、．ｏｂ占一７：幽３．１．３置攫Ｆ亚频中Ｉ＋ｊＱ的频谱示意图分析ＩＱ的非正交性对后端信号影响意义重大，若影响在可接受的误差范围内，则可 采用直接下变频的接收机方案简化接收机设计；若影响较大，则考虑对ＩＱ支路进行修正 或采用超外差的接收机结构。迄今为止，对于Ｉ和Ｑ支路的非正交性的分析主要都集中在 如何修正Ｉ和Ｑ通道的幅度的不一致及相位的非正交上，而对Ｉ和Ｑ支路的非正交性对后 端的信号处理造成的影响涉及较少。 本章基于采用直接下变频方案的扩频接收机，主要分析了直接下交频中前端模拟器件 引起的Ｉ、Ｑ的相位及幅度的非正交对后端伪码相位跟踪及载波相位恢复的影响。 §３．２信号模型假设输入ＢＰｓＫ信号为：，（ｒ）＝彳尸（ｆ）Ｄ（ｒ）ｃｏｓ【（融ｏ＋％弦＋丸】其中‰为载波频率，％为运动所产生的多普勒频率。 ＶＣ０的输出为： ２ｃｏｓ（ｑ，＋庐）（３．２．１）ｆ ３．２．２ １，（，）经过Ｉ和Ｑ支路的分别相乘后经过带通滤波器，由于ＶＣ０在Ｉ和Ｑ支路的相位不 正交以及Ｉ和Ｑ支路上的带通滤波器的延时不一致、幅度不一致等影响，使得Ｉ和Ｏ支路 的幅度和相位不一致，Ｉ和Ｑ支路可以分别写为：１９（ｒ）＝一么。晓Ｐｕ一回Ｄｏ―Ｊ）ｓｉｎ【（国∥＋ｃ％）ｏ一占）＋口，。】Ｉ，Ｏ）＝彳ｌＰ（ｆ）Ｄ（ｆ）ｃｏｓ【（∞伊＋ｃ％弘＋许】（３?２?３）其中酣表示Ｉ相对Ｑ支路的幅度不一致系数，其主要包含了混频器和带通滤波器在Ｉ、 Ｑ通道上的幅度不一致性；占分别表示Ｉ和Ｑ支路因带通滤波器不一致性引起的不同延时；伊，和％为ＶＣ０在两个支路上不一致的相位，％表示的为中频频率％＝峨一吐。上式可以化简为： 第２６页国防科技大学研究生院学位论文『，Ｏ）＝一ｌＰ（ｒ）ＤＯ）ｃｏｓ【（国矿＋９ｄ）ｆ】【ＱＯ）＝一一ｌａＰｐ一占）ＤＯ―Ｊ）ｓｍ【（∞矿＋国ｄ）ｆ＋仍】（３．２．４）其中许＝％一仍一（％＋％）ｄ假定采样率满足要求，信号不存在混叠失真，故所有的信号均直接采用模拟信号的形 式表示。下面将在该信号模型的基础上，讨论Ｉ和Ｑ支路的非正交性对载波恢复和伪码跟 踪的影响。§３．３ＩＱ非正交对载波恢复的影响将中频变基带以及多普勒频率的去除的操作看成是一个统一的复数乘法器，设复数乘法器表示为口一７Ｋ”＋“＂如Ｊ（％，为中频频率，％’为恢复的载波信号，吒为恢复出的载波相位），则Ｉ和Ｑ支路的信号经过复数乘法器后，为：Ｊ，２０）＝ｌ／２４［尸（，）Ｄ（ｆ）ｃｏｓ（（印ｄ一％’ｙ一既）＋６沪。一占）Ｄ（ｆ一万）ｃｏｓ（（∞ｄ一％。）ｆ＋仍一以）】【９２（ｆ）＝ｌ／２４［（尸（ｆ）Ｄ（ｆ）ｓｉｎ（（％一％’弘一先）＋卯（ｆ一万）Ｄ（ｆ―Ｊ）ｓｉｎ（（％一％’）ｆ＋竹一以）］（３．３．１）假设恢复的伪码为Ｐｐ―ｆ），由于数据位Ｄ∥速率远小于伪码尸渺速率，故可以不考虑数据位的影响，综合考虑残余的频率ｑ＝％一％’的影响，则经过解扩后（积分长度为乃）的Ｉ和Ｑ分别为：ｌ厶（『）＝１／２４ ｓｉⅡｃ（竺与互）［Ｒ（ｒ）ｃ。ｓ（ｑ卜一六）＋歙。一占）ｃ。ｓ（国，ｒ＋仍一吼）】１ ９３（ｆ）：１／２一。ｓｉｉｌｃ（竺≥）睥（ｆ）ｓｉｎ（国，ｆ一吒）＋础（ｆ一占）ｓｉｎ（ｑｒ＋仍一以）】对于ＰＬＬ而言，相位鉴别函数为：（３’３２’若采用二阶锁相环（ＰＬＬ）进行载波恢复，则不存在多普勒频率误差，只有相位误差，故 国，＝Ｏ，则可记见＝巳，即恢复的载波相位相对于１支路的相位差为载波恢复的相位误差。第２７页国防科技大学研究生院学位论文厶ｏ）?Ｑ３（ｆ）＝一【１／２?胄２（ｆ）＋ｃ墉（ｆ一占）Ｒ（ｆ）ｃｏｓ（仍）＋１／２?口２Ｒ２（ｒ一回ｃｏｓ（２仍）Ｊｓｉｌｌ（２眈）＋ ｂ艉（ｆ一占）且（ｆ）ｓｉｎ（仍）＋１／２盯２Ｒ２（ｆ―Ｊ）ｓｉｎ（２仍）Ｊｃｏｓ（２吼）（３．３．３） 当相位鉴别函数，３（ｆ）－Ｑ３０）为零时，环路锁定，求解得： Ａ．区域１：当伪码恢复误差小于一个码片时，在此种情况下伪码相关函数Ｒ（ｒ）非零，采 用一阶相关函数模型，则载波恢复的相位误差可写为：岬栌瓣斋慕端装蒜器嚣案磊、剖１／２Ｒ２（ｆ）＋晓Ｒ（ｆ一占）胄（ｆ）ｃｏｓ（仍）＋ｌ／２口２Ｒ２（ｆ一占）ｃｏｓ（２仍）㈦ｓ∽ 、’…。’Ｂ．区域２：伪码恢复误差大于一个码片，此时伪码相关函数Ｒ（ｆ）为零，则载波误差函数 可以写成： ｔａＩｌ（２包）＝ｔ锄（２仍）＝，见＝许（３．３．５）§３。４ＩＱ非正交对伪码恢复的影响３．４．１相干接收 相干接收中，只采用１支路，此时１支路的信号为（考虑载波已恢复，只有相位误差 的情况下）： Ｌ（ｆ）＝ｌ／２爿１［户（ｆ）Ｄ（ｒ）ｃｏｓ（眈）＋ＤＰ（ｆ一回ＤＯ一万）ｃｏｓ（见一许）】 伪码的相关函数采用如下的三角相关函数的形式近似，即： （３．４．１）Ｒ（，）：』，一粤ｌｏ其中Ｔ为码片宽度。ＩｒＩ≤ｒＨ＞丁（。．。．：）不考虑相关函数的旁瓣，则码环的误差鉴别函数可以写成：ｐ。（ｆ）＝厶（ｒ＋ｆｄ／２）一厶（ｆ一乃／２）（３．４．３）其中Ｊ，（ｒ）＝１／２４【Ｒ（ｒ）ｃｏｓ（见）＋觎０一占）ｃｏＳ＠一仍）】，乃为早晚码之间的码相位间隔。将厶（ｆ）代入（３．４．３）中，可得：见（ｆ）＝陋（ｆ＋ｆ。／２）一五（ｆ一％／２）】ｃｏｓ（见）＋扰【Ｒ（ｆ＋白／２一万）一丑（ｆ―ｆ。／２一巧）】ｃｏｓ（见一仍）（３．４．４）相关函数的最大值点对应于误差鉴别函数的零点，令见（『）＝Ｏ，可由鉴别函数零值点求得码的跟踪误差（假设艿＞０，码偏以１支路为基准）：第２８页国防科技大学研究生院学位论文―＿――――――――――＿―――――――――――一●占ｃｏｓ（包一仍）Ｏ＜占≤ｒ。ｆ（６）＝其帆＝世絮铲， 。玎刊：＋鼍掣２！生！学一互：ｊ；；；；！糕，ｒ。＜占≤ｒ＋乃，ｚ’ｃｏｓ（眈）＋口ｃｏｓ（皖一仍）’ 盯ｄ ｃｏｓ（晚一仍）２７ｐ＜占≤７９（３－４．５）２ｃｏｓ（见）一口ｃｏｓ（眈一卿）。Ｏ９４艿＞丁＋ｒｄ／２３．４．２非相干接收｛器三讫嬲；：篇：裟：耄荔二嬲对于伪码恢复，假设载波为舀Ｏ），则：【Ｑ２０）＝１／２４［尸（ｆ）Ｄ（ｆ）ｓｉｌｌ（包）＋ｃ匕Ｐ（，一万）Ｄ（，一Ｊ）ｓｉｎ（耽一仍）】＠４∽ 、…’。７码相关过程中，假设恢复的伪码为ＰＯ―ｆ），相关后的Ｉ和Ｑ支路为：｛揣氅篇嚣）十篡二暑：嚣二黝【Ｑ３扣）＝１／２一ｌ［Ｒ（ｒ）ｓｉｎ（见）＋础（ｆ一占）ｓｉｎ（包一仍）】 Ｄ。（ｆ）＝‘２（ｆ＋ｆｄ／２）＋珐２（ｆ＋ｆｄ／２）一Ｌ２（ｆ―ｆｄ／２）一Ｑ３２（ｆ―ｆｄ／２）同的结论即如（３．４．５）所示。 §３．５结果分析、…“７ ＠４∽（３．４．８）恢复的伪码相位ｒ为乜（ｆ）为零时所对应的值。由推导可知，其伪距误差和相干接收具有相结合公式（３．３．４）和（３．４．５），可知码跟踪误差和载波跟踪误差可以由该两式解出，由于 是非线性方程组，故可以采用迭代的方法进行求解，即求方程组的不动点，但过程较为复 杂，且不易看出结果的规律。故我们对以上的非线性方程进行线性化处理。ｔａｎ（２包）＊ｉ轰端仍将（３．３．４）式线性化后可以写成： （３．５．１）又因为包较小，故有ｔａｎ（２包）“２幺，则（３．５．２）咿焉‰仍由（３．３．４）式可知，ｃｏｓ旺）＊ｃｏｓ锄一只），将该结论代入（３．４．５），则（３．４５）式可以写成第２９页国防科技大学研究生院学位论文ｆ（回＝品娶。Ｏ＜艿≤ｆｐ７ｐ＜艿≤‘ｆ４＜万≤ｒ＋彳ｄ／２ 艿＞丁＋ｒｄ／２（３．５．３）一般情况下，伪码相位的不一致满足０＜Ｊ≤０。故伪码跟踪误差：ｒ＝ｒｂ艿（３．５．４）综合（３．５．２）和（３．５．４）可以得出，伪码跟踪误差和载波相位恢复误差的表达式近似为：包“端仍２蔫卿ｆ；上占§３．６实例模型仿真（３．５．５）则码和相位恢复误差与输入的码和载波的相位误差呈线性关系，在直接下变频结构中由于前端模拟部分所带来的不一致性误差较小，故基本上可以认为输出误差为输入误差的１／２。例：采用直接下变频方案时，前端一般采用直接下变频的芯片，如Ａｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅ公司 的ＡＤ８３４７川，可以将前端的射频信号，直接转至中频的Ｉ和Ｑ通道的模拟信号进行输出，经过中频的带通滤波器后进行刖Ｄ变换。故Ｉ、Ｑ非正交因素主要由直接下变频芯片和带通滤波器产生。 以ＡＤ８３４７为例，其Ｉ、Ｑ相位不一致最大为ｌ。，幅度不一致最大为Ｏ．３ｄＢ；用实际的 带通滤波器进行测试，其时延差为Ｏ．０２ｎｓ，幅度不一致为Ｏ．３ｄＢ，相位不一致为２，得到的 仿真结果如下，设伪码码率为１．０２３Ｍｃｐｓ（ＧＰｓ中的民码码率）：第３０页国防科技大学研究生院学位论文。．汐ａＩｐｈａ＝０ｄＢ―÷爿矿 ＾砷 川ａ２仉ＵＳ捌菪 嚣 罂 迟留／‘／。Ｚ‘∥／’夕‘ｌＱ支路的相对时延（ｎｓ）图３．６．１伪码的跟踪误差与相对时延的关系一 一谢剁 趟 罂 鲻 郫：墨号ｊ删 塔ＩＱ相位差（度）图３．６．２载波的跟踪误差与ｌＱ相对相位差的关系由仿真结果可以看出，在ＩＱ的幅度不一致因子在±０．６ｄＢ范围内，载波和码环的跟踪 误差近似为ＩＱ的相位差和时延的一半。’第３１页国防科技大学研究生院学位论文第四章导航接收机中的载噪比估计§４．１概述导航接收机中的载噪比估计主要是基于解扩出的Ｉ、Ｑ两路信号的各种统计特性，用 来衡量卫星的信号质量。 目前在ＧＰｓ接收机中广泛使用的就是宽窄带载噪比估计法，利用不同带宽下噪声的功 率的差异来进行载噪比的计算，但该方法主要的缺陷在于对残余多普勒频率的较为敏感。 针对这个问题，我们提出了增加噪声通道法、直接计算法和改进的直接计算法三种方法。 下面，将分别介绍各算法的具体实现过程及性能分析，并将改进的直接计算法和宽窄带载 噪比估计法在各种具体的性能上进行了详细的对比。§４．２载噪比估计算法及性能分析具体的信号流程如图３．１．１和图３．１．２所示，载噪比估计就是基于流程图中解扩所得 到的Ｉ、Ｑ支路的信号，设Ｉ、Ｑ支路信号为：∞三蕊矧：端，（乏］～删ｍ?，）∽：．?，１ｌ七（七）＝一Ｄ（七）ｓｉｎ眵（七）】＋’切（．ｉ｝）’１％Ｊ”ｌｌｏＪ”Ⅶ。ｏＪ、～。１７其中Ｄ（后）为调制数据，Ⅳ０为噪声的功率谱密度，玩＝圭为解扩后的噪声带宽（Ｔ为解扩后的采样间隔），，为２×２的单位矩阵。以下的载噪比估计算法都是基于该信号模型进行 的，要求０．５ｍｓ内输出载噪比，精度＜０．５ｄＢ。 ４．２．１宽窄带载噪比估计法计算不同的噪声带宽１／ｒ和１／（解）的条件下Ｉ和Ｑ支路的总功率测量值船Ｐ和ⅣＢＰｌ２０】：嗍＝ｆ∑（ｏ（七）２＋龟（七）２）Ｉ，吖、（４．２．２）唧＝（扣，Ｈ善删］。２分别对应的数学期望值为： 第３２页㈡ｚ∞国防科技大学研究生院学位论文Ｅ（降Ｂ只）＝２＾ｆ（Ｓ＋Ⅳｏ／ｒ）（４．２．４） （４＿２．５）Ｅ（峭）＝２Ｍ２（Ｓ＋＾０“胛））在二代接收机中，Ｄ（七）的数据速率为５００盘筘，采样速率为１置舷，故由（４‘２．３）可知，为保证窄带信号在一个数据位内累加，则Ｍ＝２。取Ⅳ＝２５６，求得明铲和脚的平均值后进行归一化为：ⅣＰ＝等一 ∑船只对应ⅣＰ的均值为：∑城（４．２．６）Ｅｆ脚、。竺盥：丝±！、从而可以反算出ｃ／Ⅳ０＝ｌｏｌｏｇ－。哆器）宽窄带载噪比的具体处理的流程图如下图所示： ＮＣ／Ⅳｎ－ｒ＋１（４．２．７）（４．２．８）图４．２．１宽窄带载噪比估计法４．２．２增加噪声通道法 添加一个单独的噪声通道，由噪声通道估计出噪声的功率值、信号通道估计出信号和 噪声的总功率，相除后便可以得出载噪比。其中单独的噪声通道，可以通过将接收信号与 一路未用的伪随机码相关获得。 设得到的噪声通道为： 第３３页国防科技大学研究生院学位论文Ｉ，’Ｊ（七）＝聍’，（．ｉ｝）１，’口（＿ｊ｝）＝，ｚ’口（Ｊｊ｝）’（豺们朋－刁㈡２舢分别计算信号功率和噪声功率，具体计算步骤如下： １）对信号通道的Ｉ和Ｑ进行符号内的相干累加，设相干积累的点数为Ｍ，得到：矗＝∑ｏ（．ｉ｝）（４．２．１０）名＝∑，。（＿ｊ｝）Ｉ村（４．２．１１）其中Ｍ＝２。２）对得到的Ｉ、Ｑ两路信号进行平方和计算，ｏ＝Ⅳ∑Ｍ瞳 ＠） ＋ ．饧 ＠＂２２瓜（４．２．１２）ｚ，的期望值：Ｅ（ｚ，）＝２Ｍ陋＋Ⅳ０／（埘１）】３）对噪声通道进行同样的操作，得到２∥则ｚ，的均值为：（４＿２．１３）Ｅ（ｚ，Ｊ）＝２Ｍ。Ⅳｏ“抑）４）计算删：王，则三，（４．２．１４）Ｅ㈣）＝［ｃ／Ⅳ０．胛＋１】（４．２．１５）５）由（４．２．１５）可得，ｃ／Ⅳ０＝１０ｌｏｇｌ。等）增加噪声通道法具体信号流程图如下图所示：（４．２．１６）第３４页国防科技大学研究生院学位论文图４＿２２增加噪声通道法４．２．３直接计算法 分析式 （４．２．１２）中ｚ，的统计特性，有ｚ，服从自由度为２，非中心参量工＝一２ ｃｏｓ２庐＋４２ｓｉｎ２妒＝４２的非中心ｚ２分布，归一化变量乓服从自由量为２，非中心 叮。参量五：篓的非中心ｒ分布，且：盯‘Ｅｃ扫＝旯＋Ⅳ＝等＋２１日ｏ】＝４２＋２盯２矿【》硼＋ｚⅣ＝４等＋４（４．２肿）【矿口，】＝４Ａ２盯２＋４盯４ 爿２＝√Ｅ２［ｏ】一矿［ｚ，１解得：（４．２．１８）一＝＝―－－－－－－－?－―－――＝！＝＝＝－―?―＝！－――――――――一 盯‘Ｅ［ｚ，卜√Ｅ２ｐ，卜矿ｋ，］彳２２√Ｅ２口，卜ｙ［ｚ，】（４．２．１９）ｃ，Ⅳｏ＝加山‰白埘直接计算法具体处理流程图如下图所示：（４．２．２０）第３５页国防科技大学研究生院学位论文１０．１０９１０篇）＋２４ｍ―Ｖ堋一一直图４．２．３直接计算法Ｎ１４．２．４改进的直接计算法 直接计算法具有精度高，稳健性较好的特点，但是其计算较为复杂，不易于工程实现，故我们考虑采用工程上的近似来简化计算。考虑式 （４．２．１８）：州∥蝴 心∥＇Ｌ斜堕“等∥一一¨＋上知（４．２．２１）令熹＝等小锱删上婀以化舭４ｙ＿３＝２熹＋女Ⅳ在实际的接收机中，载噪比≥３９ｄＢＨｚ，故女甜耕删猫材。Ⅳ可以近似的认为： ｃ／Ⅳ０＝１ ｏ．１０９１。（熹）＋２６．９７９４＝１０．１。９１０（４ｙ＿３）＋２３＿９７９４从而恢复出载噪比。 改进的直接计算法处理流程图如下图所示１０．１０９Ｉｏ（篙＿３）＋２４图４．２．４改进的直接计算法Ｎｏ第３６页国防科技大学研究生院学位论文４．２．５方法性能比较 同一个数据位内进行一个相干累加，由于Ｉ和Ｑ支路多普勒残余的存在，会对信号的 功率造成一定的损耗，从而会对载噪比的估计造成一定的影响，下面将分析相干累加中多 普勒残余带来的误差【２３１。设ｘ：羔。。。（肪＋口）ｌ＝ｔ．ｙ：羔ｓ坂酊＋ｐ）∽：倒，一略㈣％。峥，．竺芋扫电ｓｉｎ（三）ｙ：譬峥印＼Ｊ司 ／２ ＼Ｊ；ｌｘ：竺茅衅川，／Ｉ¨２’２＂则进行功率估计时，ｚ＝（善ｔ）。２＋（善９）。２?如果１支路和Ｑ支路中存在多普勒频率，则进行功率估计时，ｚ＝Ｉ∑ｔ Ｉ ２＋ｌ∑９ Ｉ ｓｉｎ：（掣），２――Ｆ‘一ｓｉｎ２ｆ兰１．Ｍ２２?如果１支路和Ｑ支路中存在多普勒频率，则信号功率与无多普勒频移时的功率比近似为：（４．２．２６）、。由此结果可以推知在多普勒存在的情况下，由于相干积累，会导致估计的载噪比产生 偏茅，偏若为： １０?ｌｏｇｌｏ（１／，） （４．２．２７）第３７页国防科技大学研究生院学位论文…≮…Ｉ…．￡－誊量Ⅲ¨鎏…童三。ｊ ■卜ｉ卜ｊ圭！疑 蕊：仨ｍ卜ｉｉＥ已…蔫…一≯…蠹～手’一＃哪。誊…｛“雾ｉ≯芒 雹兰寨篆霪薏：誉誊！饔誊Ｉ？一ｌ－ 一≯…≥．．ｊ，，．≯７Ｆ｛』曩ｌ誓。耳“曩“＃一≯一分…事一，尊…老誉 啦。。。。：…誊＿＿Ｉ＿ｔ一Ｅ０｜』，■一Ｉ｛誊｛｛＿；＿ｊｉ影ｉ曼¨｜淼的巍嘏辜∞墨…３图４．２．５由于残余多普勒引起的载噪比偏差由相干累加带来的多普勒损耗对上节所提到的几种载噪比估计算法的影响不同，下面 将在具体的信号环境中各方案的性能进行仿真，采样速率为１Ｋｂｐｓ，调制的数据速率为 ５００Ｈｚ，载噪比范围为３５￣７０ｄＢＨｚ。》宽窄带载噪比估计算法由于功率损耗因子ｒ（详见（４．２．２６））的存在使得实际得到的ⅣＰ：！：兰：丝：！±墨ｊｃ／Ⅳｏ＿１０．１０９１０岛）而进行载噪比估计时采用的表达式为Ｓ?Ｔ＋Ｎｎ（４．２．２８）（４．２．２９）画出（４．２．２９）和（４．２．３０）在Ｆ０．９９９和间．９的前提下两者的差值：ｃ／Ⅳ０－１０．１０９１０倦）（４．２３０）第３８页国防科技大学研究生院学位论文鬟嗣器瓣瓣撼 图４２．６ｒ＝ｎ９９９时和ｒ＝０．９时，检测量所对应的真实载噪比和实际计算所得误差值由图４．２．６可以看出在检测量越大对应的误差值也就越大，而检测量大也就意味着当 前的载噪比较大，由此可以看出，在这种载噪比的估计方案中，当存在多普勒频移时，载 噪比越大时估计的载噪比的偏差也就越大。下图中具体的仿真也很好的说明了这一点。输入的载嗓比（ｄＢＨｚ）图４＿２７载躁比的估计偏差与输入载噪比的关系＞增加噪声通道： 相干累加的功率损耗只对信号通道有所影响，而对噪声通道没有损耗，故对存在残余 多普勒情况下的载噪比估计结果仿真结果如下图所示：第３９页国防科技大学研究生院学位论文莆番３蔓擎 簿誊 茁嚣一由ｐ咖ｒ饥ｑ雕ｑ神№ …血晰慨４帅ｑ５１∞Ｉ…ｍ脚ｍ４ｍ＂２。０Ｉ帕 ∞ ％输凡纳载噪 比（∞Ｈｚ）图４Ｙ２８输入载噪比与输出戴噪比的关系由上图可以看出，载嗓比估计值与输入的载噪比大小没有关系，只与残余多普勒大小有关，输出偏差值与输入多普勒值的关系如图４．２．１０所示。卜７工∞Ｖ３辎 氧 盘 连 薯 喾 鼹．．．Ｘ、｜１＿０＼Ｌ＼『；；１ｊ＼？’ｏ输＾载曝地（ｄＢＨｚ）图４．２．９载噪比的估计方差由图４．２．８和图４＿２．９可以看出此种方法能够准确的估计出输入的载噪比值，多普勒的对载噪比估计的影响与输入的载噪比的大小无关，载噪比估计所得的方差值随着载噪比的增大而减小，也就是载噪比估计的精度随着载噪比的增大而提高，而且在如图所示的载噪 比范围内，１倍方差值均小于Ｏ．３６ｄＢ。由仿真结果进一步画出估计出的载噪比与输入多普 勒残差的关系。第４０页国防科技大学研究生院学位论文卜｛ｒｉ卜ｉ；卜｜＿…｝Ⅲｉ ｉ叫ｉ麓一ｊＩ ｉｉｉｉ｝ｊ ｉ卜Ｉ｜ｌ ｉ｝；ｉ ｜¨ｉ／ｉＺ｜｜｜｜ ｉｙ｛｝ ■。∥ｉ ｉ 曩｜；ｌ三／■ ｜¨ｉ ｉ｜ｌ 曩■Ｉ■｜｜―ｐ一一｜｜图４＿２１０输出载噪比偏差与输入多普勒频率的关系可以将此值与理论值作一比较，易知理论值与仿真值几乎完全吻合，误差的数量级为 １０。３。故若在已知多普勒频移的情况下，可以对所得的载噪比估计值进行一个补偿，使结 果接近于无多普勒时的值。 》直接计算法： 改进的直接计算法在载噪比在３５￣７０ｄＢ｝Ｉｚ情况下与直接计算法的性能基本相同，故两 种方法一起进行分析，不加以区分。可以仿真得出输入载噪比和输出载噪比在不同多普勒 频移的情况下的关系，可以看出，其输出值在不同的多普勒频移的条件下，有一个固定的 偏差。∥工∞移一！譬壁 辚显善／―！》，７∥≯－麴，：，彝．≯黎。卜磊两碎ｉ砘 ｌ一?岬咖忡Ⅻ‘图４．２．１１输出载噪比与输入载噪比的关系在这种方案下得到的方差值也是随着载噪比的增大而减小，但整体的方差值比方案二 的要大，具体结果如下图所示： 第４１页国防科技大学研究生院学位论文图４．２１２输入的载噪比与估计值的方差的关系图仿真得到不同的多普勒频率下对应的固定的载噪比估计偏差，和理论值也几乎完全相同。裔工 ｍ 寸ｉ曩≯ｉ；ｉ／Ｖ墒誊霉ｉ ｉ ｉ；＝｛ｆ＿＇．豢蠹≯’士 毫蔓Ｆ｝｛｝；∥ｊＩ鹫 辑星 窜｝｝；／ｔ藩二――●１¨，、：：、：ｆ哪．。磐。，．！唑。艘地１∞瑚。方案一 增加噪声通道 方案二 直接计算法 方案三 宽窄带之比方案四 改进的直接计算法 对多普勒的 敏感度 固定多普勒频率带 来固定的估计偏差， 大比噪载的入输与 小无关。可以由理论 固定多普勒频率带，差偏计估的定固来 与输入的载噪比大 小无关。可以由理论 存在多普勒频移时，的计估，大越比噪载 固定多普勒频率带来固 载噪比偏差越大。 定的估计偏差，与输入 的载噪比大小无关。可 以由理论值补偿。国防科技大学研究生院学位论文 值补偿。 值补偿。方差控制在Ｏ．３６ｄＢ 估计的精度 以下，随着输入载噪 （方差） 比的增大而减小。 增加一个噪声通道， 但计算式运算量较 运算量 小，且每个通道只要 计算一下信号能量方差小于方案三，随 着输入载噪比的增 的偏差太大。导致整 大而减小。 个结果偏离。 涉及开方等运算．且 每个通道均必须单 独计算，运算量较大。方差大于方案二．但 由于多普勒存在时方差是和方案二在 ３５～７０ｄＢＨｚ时基本相 同，随着输入载噪比的 增大而减小。运算量介于方案一 和方案二之间，主要 的运算为除法和取 对数运算。 无多普勒频移或频 运算量和方案三相当即可。 方便实现一个单独 适用条件 的噪声通道的情况。 适合一般的情况 移很小的条件 适合一般的情况第４３页国防科技大学研究生院学位论文结束语自从卫星导航系统问世以来，它已被应用于各种领域，并且具有广阔的应用前景。本 文从导航接收机的角度出发，具体完成了以下几方面的工作： １、探讨了典型高动态领域中的载波跟踪技术及具体的实现方法，将适应于高动态下的载波跟踪算法进行了小结，对典型的最大似然估计算法、扩展卡尔曼滤波算法、锁频环、数字锁相环和频率扩展卡尔曼滤波算法进行了理论分析，并针对具体的信号环境，对 ＦＬＬ＋ＰＬＬ的载波跟踪结构进行了分析详细的设计分析，并对环路中可能出现的问题进行了 详细的分析，最后对具体的工程实现进行了阐述。 ２、为了简化接收机的中频采样率的设计，考虑直接下变频的接收机结构，但是此种 结构的前端的模拟下变频会导致Ｉ、Ｑ支路的非正交，文中从载波环和码环的鉴别函数出 发，通过理论推导出输出的载波和伪码相位偏差与输入的载波和伪码不一致参数的关系， 并根据实际工程背景进行了一些理论上的近似计算。 ３、接收机中需要对目前卫星的信号质量进行监测，文中对ＧＰｓ中广泛采用宽窄带载 噪比估计算法进行了分析，对其多普勒容限进行了详细的讨论分析。在此基础上分析了增 加噪声通道法、直接计算法的性能，并提出了一种计算量与宽窄带载噪比估计算法相当， 性能更优越的改进的直接计算法。 导航接收机中应用技术研究领域非常广泛，本文只对其中信号处理部分的小部分内容 进行了研究，仍有许多需要深入研究的工作待下一步继续完善和开拓。第４４页国防科技大学研究生院学位论文致谢在论文即将完成之际，非常感谢我的导师王飞雪老师！在两年多的硕士学习期间，王老师给予了我精心的指导和无私的帮助。我的每一份收获都凝结了王老师辛勤的汗水，他的关怀和鼓励使我充满了信心去克服各种困难。王老师严谨的治学态度、踏实的工作作风 以及工作中的忘我精神将是我一生学习的榜样。感谢雍少为、欧刚和孙广富老师，从他们那里学习到了很多处理人和事的方法，同时三位老师对科研的态度和工作作风深深触动了我，并将使我终身受益。 感谢许晓勇师兄对我耐心的指导，及在工作上给予我巨大的帮助，同时许师兄认真踏 实的科研态度和对学术的钻研精神深深感染了我。 感谢项目组的葛锐教员、宋成师兄、张建同学，和他们在一起的学习和工作使我学到 了很多，并且对团队精神有了较为深入的认识。 感谢刘小汇、倪少杰、李峥蝾、曾祥华、牟卫华、庞晶、陈华明、周力等老师给予我 的指导和帮助。 感谢王新春、张勇虎、李春霞、范建军、王梦丽、朱祥维、李星、李垣陵、孟繁智、 黄仰博、王瑛、向为、伍微等师兄师姐给予我细心的帮助！ 感谢刘荟萃、李柏渝、彭竞同学以及吴向宇、陈建军、李付坤、吕志成、孙莉、李敏 李井源、徐博、文Ｕ增军、李彩华、咸德勇等师弟师妹，和他们一起度过了美好的学习和科 研生活。 感谢我的男友，是他给了我面对困难的勇气和信心，改变了我对待事物的很多看法。 感谢我远方的父母、可爱的奶奶、病榻上的外公，他们的支持和鼓励一直是我前进的 最大动力，愿此文的完成是对他们最好的回报。第４５页国防科技大学研究生院学位论文参考文献【１】干国强，邱致和编．导航与定位―现代战争的北斗星．北京：国防工业出版社，２０００ ［２］ Ｏ．８ ＧＨｚ－２．７ ＧＨｚ Ｄ妇ｃｔ Ｃｏｎｖｅｆｓｉｏｎ Ｑ１ｌａｄ翔：ｔｌ鹏Ｄｅｍｏ洲ａｔｏｒ：ＡＤ８３４７．Ａｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅ．【３】ＪＯＹ ＬＡＳＫＡＲ，ＢＡＢＡＫ Ｉｎｔｅｇｍｔｉｏｎ．，Ａ ＪＯＨＮＭＡＴ矾ＰＯＵＲ．Ｍｏｄｅｍ．ＲｅｃｅｉｖｅＬＦｒｏｎｔ．Ｅｎｄｓ．Ｓｙｓｔｅｍｓ．Ｃｉｒｃｌｌｉｔｓ．ａＩｌｄ．ＷＩＬＥＹ＆ＳＯＮＳ，ＩＮＣ．，ＰＵＢＵＣＡ卫ＯＮ．Ｆｅｂ．２００４．２７￣４３．【４］ｓ．胁ｅｄｉ，ｌａｂｏｒ种ｏＵＪ．Ｉｓｔａｔｎｌａｎ．Ｈｉ咖Ｄｙｎ锄ｉｃＧＰｓ‰ｋｉｎｇ―Ｆ砌Ｒｅｐｏｒｔ．ＪｅｔＰｒｏｐｌｌｌｓｉｏｎＤｅｃｅＩｎｂｅｒｌ５，１９８８．【５】罗鹏飞，刘福生．统计信号处理．国防科大出版社．２０００． 【６】贾东升．导航接收载波恢复技术研究．长沙：国防科学技术大学硕士学位论文．２００３．１１ 【７】张厥盛，郑继禹等．锁相技术。西安：西安电子科大出版社，１９９１：６６―６７． 【８］Ｆｌｏｙｄ Ｍ．Ｇａｒｄｎｅｒ，Ｐｈ．Ｄ．Ｐｈａｓｅｌｏｃｋ ＴｅｃｈＩｌｉｑｕｅｓ（ｓｅｃｏｎｄｅｄｉｔｉｏｎ）．Ｃ柚ａｄａ：Ａｗｉｌｅｙ－Ｉｍｅｒｓｃｉｅｎｃｅ Ｐｕｂｌｉ龃ｔｉｏｎ．４７―４９．［９】ＷｉｌｌｉａＩｎ Ｊ．Ｈｕｒｄ，Ｊｏｓｅｐｈ Ｉ．Ｓｔａ衄锄，Ⅵｃｔｏｒ Ａ．ⅥｌＩｌｒｏｔｔｅＬＨｉ曲Ｄｙｎ锄ｉｃｒｅｃｅｉｖｅｒＧＰＳ ｒｅｃｅｉｖｅｒＶ砒ｉｄａｔｉｏｎ ＤｏｍｏｎｓｔＩ吼ｉｏｎ．Ｊｅｔ Ｐｒｏｐｌｌｌｓｉｏｎ ｌａｂｏｒａｔｏｒｙ．ｏｃｔｏｂｃｒ ３１，１９８５．【ｌｏ】ＷＪ．Ｈｕｒｄ，Ｊ．Ｉ．Ｓｔ岫ａｎ，ＶＡ．ＶｉｌＩ狮慨Ｈｉｇｌｌ［１ １】Ｓ．Ａｇｕｉｒｒｅ，Ｓ．Ｈｉｎｅｄｉ．１、Ⅳｏ ［１２］Ｓ．Ａｇｌｌｉ玎ｅ．Ａｎ ＡｌｎｏｍａｔｉｃＤｙｌｌａＩｎｉｃ ＧＰＳＵｓ吨Ｍａ）【ｉｍ啪Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａｌｌｄ Ｆｈｑｕｅｎｃｙ Ｔｒａｄｋｉｌｌｇ．ＩＥＥＥ．１９８７．ｎｏｖｅｌＡｕｔｏ瑚ｌｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＴｒａｃｋｉＩｌｇ Ｌ００ｐｓ，ⅢＥＥ。１９８９．ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＣｏｍＤｌＬｏｏｐ ｕｓｉｎｇ Ｏｖｅｄａｐｐｉｎｇ ＤＦＴｓ．ＴＤＡ ＰｒｏｇｒｅｓｓＲｅｐｏｎ．Ａ埘ｌ―ＪｕＩｌｅ［１３】Ｓ．Ｈｉｎｅｄｉ．Ａｎ１９８８．Ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＫａｌＩｎａｎ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｓｅｄ Ａｕｔｏｍ砒ｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｌｏｏｐ．ＴＤＡＰｒｏｇｒｃｓｓ Ｒｅｐｏ儿Ｊｕｌｙ－Ｓｅｐ把ｍｂｅｒ １９８８．【１４】ＶＡ．Ⅵ１ｎｒｏｔｔ％Ｓ．Ｈｉｎｃｄｉ，Ｒ．Ｋｌ瑚牡Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｔ删ｅｃｔｏｒｉｅｓ．ＩＥＥＥ．１９８９．［１５】Ｒ．ＫｍＩｌａＬＡ ＮｏＶｅｌＥｓｔｉｍａｔｉｏｎＴｅｃｈｌｌｉｑｕｅｓ矗叫Ｈｉ曲ＤｙｎａｍｉｃＰａｒａｍｅｔｅｒｓ．ＪｅｔＭｌｌｌｔｉ－ｓｔａｇｅＥｓｉｔｉｍａｔｉｏｎｇｏｆＳｉｇｎａｌＰｒｏｐｌｌｌｓｉｏｎＬａｂｏｒａｔｏ珥１ ９９０．［１６】ＹｕＴ．Ｓｕ，Ｒｕ―Ｃ１１ｗｅｎ Ｗｕ．Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ａｃｑｕｉｓｍｏｎ ａ１１ｄ Ｔｒａｃｋｉｎｇ ｉｎＨｉ曲Ｄｙｎ舯ｉｃＥｎｖｉｒｏｌｌＩｎｅｎｔｓ．ＩＥＥＥ．２０００．［１ ７】Ｍａｋａｒｉｏｓ Ａ．Ｈ．Ｆａｌｓｅ―Ｌｏｃｋ１９８２，３０（１０）．２２８５―２２８８．Ｐｅｒｆｂ瑚ａｎｃｅＩｍｐｒｏｖｅｍｅｍ ｉｎＣｏ咖Ｌｏｏｐｓ【Ｊ】．ⅢＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍ，【１８】王飞雪，直接序列扩频信号的全数字式快速捕获，长沙：国防科技大学研究生院，１９９８：３３．［１９】邱致和，王万义．ＧＰＳ原理与应用【Ｍ】．北京：电子工业出版，２００１．８０―８５ 【２０】ＥｌｌｉｏｔｔＤ．Ｋｐｌａｎ．：‘ｕｎｄｅｒｓｔａｎｄｉｎｇ ＧＰＳ：Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ’．ＡＲＴＥｃＨ ＨＯＵＳＥ，第４６页国防科技大学研究生院学位论文ＩＮＣ．１９９６，ｐｐ １２２．【２１】ＶｈｎＤｉｅｒｅＩｌｄｏｎｃｋ，Ａ．Ｊ．‘ＧＰＳｒｅｃｅｉｖｃｒｓ’ＧｌｏｂａｌＰｏｓ“ｉｏｎｉｌｌｇＳｙｓｔｅｍ：ＴｈｅｏｒｙａｎｄＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ．Ｖ０１．１．Ｅｄ．Ｂ豫ｄｆｏｒｄ Ｗ．Ｐ矾ｄｎｓｏｎ如ｄＪ锄ｅｓＪ．Ｓｐｉｌｋｅｒ，ＪｒＩＷ碱ｌｉｎ垂ｏｎ，ＤＣ：Ｎｏｉｓｅ（ＳｅｃｏｎｄＡⅡ１ｃｒｉｃａｎ Ｉ璐ｉｔｉｔｕｉｌｃ ｏｆＡｅｒｏｎａＩｍｃｓ ａｎｄ Ａｓ臼Ｄｎａ砌ｃｓ，１９９６，ｐｐ．３９０．４０７．［２２】Ｒ０ｂｅｒｔ Ｎ．ＭｃＤｏｎｏｕ出ａ１１ｄＡＩＩｍｏｎｙＤ．ＷｈａｌｃⅡ．：‘ＤｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆＳｉ弘ａｌｓｉｎｅｄｍｏｎ）’．ＡｃａｄｅＩｌｌｉｃ Ｐｒｅｓｓ．１９９５，ｐｐ １３３．［２３】王飞雪，郭桂蓉．二相编码信号分段相关一视频积累检测的最优中频积累时间．国防科 大学报，、ｂ１．２１Ｎｏ．１ １９９９．ｐｐ７１．第４７页国防科技大学研究生院学位论文作者在学期间取得的学术成果ｌ、唐小妹，许晓勇，王飞雪，ＩＱ非正交引起的伪码和载波跟踪误差分析，舰船电子工程， ２００６年第三期。第４８页高性能导航接收机中的载波恢复与载噪比估计研究作者： 学位授予单位： 被引用次数： 唐小妹 国防科学技术大学 2次参考文献(24条) 1.参考文献 2.干国强.邱致和 导航与定位--现代战争的北斗星 .8 GHz-2.7 GHz Direct Conversion Quadrature Demodulator:AD8347 4.JOY LASKAR.BABAK MATINPOUR Modern.Receiver.Front.Ends.Systems.Circuits.and.Integration 2004 5.S Hinedi.J I Statman High-Dynamic GPS Tracking--Final Report 1988 6.罗鹏飞.刘福生 统计信号处理 2000 7.贾东升 导航接收载波恢复技术研究 2003 8.张厥盛.郑继禹.万心平 锁相技术 1991 9.Floyd M Gardner Phaselock Techniques 10.William J Hurd.Joseph I Statman.Victor A Vilnrotter High Dynamic GPS receiver Validation Demonstration 1985 11.W J Hurd.J I Statman.V A Vilrootter High Dynamic GPS receiver Using Maximum Likelihood Estimation and Frequency Tracking 1987 12.S Aguirre.S Hinedi Two novel Automatic Frequency Tracking Loops 1989 13.S Aguirre An Automatic Frequency Control Loop Using Overlapping DFTs.TDA Progress Report 1988 14.S Hinedi An Extended Kalman Filter Based Automatic Frequency Control Loop.TDA Progress Report 1988 15.V A Vilnrotter.S Hinedi.R Kumar Frequency Estimation Techniques for High Dynamic Trajectories 1989 16.R Kumar A Novel Multi-stage Esitimationg of Signal Parameters 1990 17.Yu T Su.Ru-Chwen Wu Frequency Acquisition and Tracking in High Dynamic Environments 2000 18.Makarios A H False-Lock Performance Improvement in Costas Loops .王飞雪 直接序列扩频信号的全数字式快速捕获[学位论文]博士 1998 20.邱致和.王万义 GPS原理与应用 2001 21.Elliott D Kplan Understanding GPS:Principles and Applications 1996 22.Van Dierendonck A J.Bradford W Parkinson.James J Spilker Jr 'GPS receivers' Global Positioning System:Theory and Applications 1996 23.Robert N McDonough.Anthony D Whalen Detection of Signals in Noise 1995 24.王飞雪 流过泰氟隆烧蚀表面的化学非平衡粘性激波层数值研究[期刊论文]-国防科技大学学报 1999(1)引证文献(1条) 1.刘亮.李署坚.邵定蓉 一种高动态USB应答机的设计与实现[期刊论文]-电子技术应用 2008(6)本文链接：http://d..cn/Thesis_Y886335.aspx
All rights reserved Powered by
copyright &copyright 。文档资料库内容来自网络，如有侵犯请联系客服。