开关电源波形原理是什么？
开关电源波形原理是什么？
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电源简单的工作原理：
1）市电进入电源；
2）经整流和滤波转为高压直流电
3)通过开关电路和高频开关变压器转为高频率低压脉冲
4)再经过整流和滤波，最终输出低电压的直流电源。
结构不同原理不同。常见开关电源结构：正激电路、反激电路、半桥电路、全桥电路、推挽电路的原理。
开关电源的工作过程相当容易理解，在线性电源中，让功率晶体管工作在线性模式，与线性电源不同的是，PWM开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断的状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小）/功率器件上的伏安乘积就是功率半导体器件上所产生的损耗。
与线性电源相比，PWM开关电源更为有效的工作过程是通过“斩波”，即把输入的直流电压斩成幅值等于输入电压幅值的脉冲电压来实现的。脉冲的占空比由开关电源的控制器来调节。一旦输入电压被斩成交流方波，其幅值就可以通过变压器来升高或降低。通过增加变压器的二次绕组数就可以增加输出的电压值。最后这些交流波形经过整流滤波后就得到直流输出电压。
开关电源波形原理：
开关式稳压电源接控制方式分为调宽式和调频式两种，在实际的应用中，调宽式使用得较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数也为脉宽调制型。因此下面就主要介绍调宽式开关稳压电源。交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压进人高频变换器被转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。控制电路为一脉冲宽度调制器，它主要由取样器、比较器、振荡器、脉宽调制及基准电压等电路构成。这部分电路目前已集成化，制成了各种开关电源用集成电路。控制电路用来调整高频开关元件的开关时间比例，以达到稳定输出电压的目的。
倒叙_7629&回答：开关电源电路原理： 供电（启动）：芯片的VDD脚接一个电容到地，一个电阻到输入电压正极，上电时输入电压通过电阻给电容充电，当电容上的电压充到芯片的启动电压门限值时，芯片开始工作。供电（维持）：为了节能，启动电阻都比较大。
爱在昨天_5352&回答：LED电源电路实际上多是由开关电源电路+反馈电路这样的形式构成，反馈电路从负载处取样后对开关电路进行脉冲的占空比调整或频率调整，以达到控制开关电路输出的目的希望我的回答能够帮助到您。
7bd7ff&回答：开关电源原理 ： 开关电源实质就是一个振荡电路，这种转换电能的方式，不仅应用在电源电路，在其它的电路应用也很普遍，如液晶显示器的背光电路、日光灯等。
倒叙_7629&回答：当晶体管基极为高电平时，晶体管饱和导通，等效电路如图3所示，此时电感L储存能量，电容C充电。当晶体管基极为低电平时，晶体管截止，等效电路如图4所示，此时电感L释放能量，电容C放电。通常我们的PCB板上还有采样电路，反馈电路，以此来调节基极控制电压的占空比，来达到稳压的目的。同时，由于负载和晶体管串联，输出电压小于输入电压，所以又叫降压开关电路（buck开关电路）。对应的并联开关电路原理相似，同时由于晶体管并联，电感产生的感应电动势与电压相叠加后作用于负载，所以输出电压会高于输入电压。
可惜没如果&回答：你好，开关电源电路的原理：是由220V交流市电通过交流保险管F101后进入由CXl01、LFl01等组成的抗干扰电路，经抗干扰电路处理后再进入BDl01进行整流。为了防止瞬间大电流冲击，在整流后加入了THl01
NTC热敏电阻，最后经C101滤波生成约300V的直流电压。
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大功率移相全桥软开关电源的设计
工程硕士学位论文大功率移相全桥软开关电源的设计 THE DESIGN ON SOFT SWITCHING POWER SUPPLY WITH HIGH POWER PHASE-SHIFTED FULL-BRIDGE雷连方哈尔滨工业大学2006 年 12 月国内图书分类号 : TM92 国际图书分类号 : 621.38工程硕士学位论文大功率移相全桥软开关电源的设计硕 士 研 究 生 ： 雷连方 导 副 申 请 导 师： 刘瑞叶 师： 肖连存 学 位： 工程硕士 中国科工集团第三总体设计部 2006 年 12 月 教授 高工学 科、专 业： 电气工程 所 在 单 位 ： 答 辩 日 期 ：授予学位单位： 哈尔滨工业大学Classified Index: TM92 U.D.C: 621.38Dissertation for the Master Degree in EngineeringTHE DESIGN ON SOFT SWITCHING POWER SUPPLY WITH HIGH POWER PHASE-SHIFTED FULL-BRIDGECandidate： Supervisor： Associate Supervisor： Academic Degree Applied for： Speciality： Affiliation：Lei Lianfang Prof. Liu Ruiye Senior Engineer Xiaolianchun Master of Engineering Electrical Engineering The 3 rd Headquarters of China Aerospace Company Science IndustryDate of Defence：December,2006Degree-Conferring-Institution： Harbin Institute of technology哈尔滨工业大学工程硕士学位论文摘要软开关技术取代硬开关技术是电力电子行业发展的必然趋势。移相全桥 软开关电源的研制在设备的小型化、系统向多平台的扩展等方面具有很好的 发展前景。移相全桥零电压零电流开关（ZVZCS）技术可以克服零电压全桥 PWM 变换器的高环流损耗、占空比丢失严重、滞后桥臂软开关受负载范围 限制的缺点。 为了解决大功率电源的电磁兼容问题，从选择主电路拓扑、确定控制方 案等方面入手，对大功率变换器的主流电路拓扑结构、工作原理和电路特性 做了较深入的分析后，选择以饱和电感来改进全桥变换器主电路拓扑结构、 以移相控制集成电路 UC3875 作为主控芯片、以移相控制方式作为控制方案 来设计主电路、控制电路及保护电路。在结构设计时，充分考虑了系统的电 磁兼容性能，设计并制作出大功率移相全桥软开关电源的原理样机，开关电 源的输出功率约 3.5 千瓦。 为了验证原理样机的性能， 对样机进行了性能试验和电磁兼容指标测试， 并利用 Matlab 仿真软件中的 Simulink 模块对选用的主电路拓扑进行仿真建 模和仿真运算，实验结果表明，设计方案有效，指标达到了设计要求，电磁 兼容性能有了很大的改善。 利用 ZVZCS 技术设计完成的大功率移相全桥软开关电源弥补了以往军 用电源的缺陷，在电磁兼容性方面有了极大的改进，减弱了对周围设备的电 磁干扰，增强了导弹火控系统的可靠性。 关键词 开关电源；移相全桥变换器；零电压零电流开关；仿真-I-哈尔滨工业大学工程硕士学位论文AbstractThe technology of soft switched converter will replace that of hard switched converter. It’s the necessity trend in the area of electron. The developing of the PSFB soft switched converter makes it possible, such as miniaturization facilities, system expanding to more interfaces. The PSFB soft switched converter has good foreground. Phase-Shifted Full-Bridge Zero-voltage-zero-current-switching (PSFB ZVZCS) technology is adopted in this paper. This technology overcomes the defects of the Zero-voltage-switching (ZVS) FB Pulse-Width-Modulation (PWM) converter, such as the wastage of the high circulating energy, bad loss of the duty cycle, limitation of lagging-leg switches by the ZVS load range. For solved the Electro Magnetic Compatibility (EMC) of high power supply, it is analyze in the process of choosing main circuit topology and ordering system precept for the main circuit topology, the working principle, the circuit characteristics. This paper focuses on the design of Phase-Shifted Full-Bridge (PSFB) soft switched DC/DC converter, main circuit, control circuit, protect circuit. It uses ZVZCS converter of using a saturable inductor as the main circuit topology. It uses Phase-Shifted control integrate circuit UC3875 as kernel controller. It uses Phase-Shifted control model as system precept. In the design of configuration, it is made the best of the design of Electro Magnetic Compatibility. The principium pattern of PSFB soft switched converter with high power has been made. The export power of this high power converter is 3.5 kW. For result the performance of the principium pattern, it is tested for performance or EMC. By use of the Simulink block in Matlab simulate software, the simulate modeling of the selected main topology configuration and the simulate calculations are accomplished. The examination results of the principium pattern and the results of the simulate calculations are contrasted. It proves that the system precept is validity, that the EMC is greatly improved. The high power PSFB soft switched converter with ZVZCS technology overcomes the defects of the old electrical source in army. It’s Electro Magnetic Compatibility has been improved on largely. The electromagnetism disturb to- II -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文around facility has been weakened. The reliability of the missile fire-control system can be improved. The consistent on the project guide line and the project demand is gained. Key words sw Phase-Shifted Full-B Zero-voltage-zero-current- simulate- III -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文目录摘 要 .................................................................................................................. I Abstract ................................................................................................................ II 第 1 章 绪论 .........................................................................................................1 1.1 课题研究的背景 ......................................................................................1 1.2 开关电源的发展和趋势 ..........................................................................1 1.3 软开关基本理论分析 ..............................................................................4 1.3.1 软开关的定义 ...................................................................................4 1.3.2 软开关的分类 ...................................................................................4 1.4 现有开关电源的电磁兼容水平 ..............................................................6 1.5 本文主要研究内容 ..................................................................................6 第 2 章 移相控制软开关PWM变换器分析及设计.............................................7 2.1 引言 .........................................................................................................7 2.2 全桥变换器的理论分析 ..........................................................................7 2.3 移相控制零电压PWM全桥变换器分析 .................................................8 2.3.1 电路拓扑结构 ...................................................................................8 2.3.2 电路基本工作原理 ...........................................................................9 2.3.3 电路特性分析 ................................................................................. 11 2.4 移相控制零电压零电流变换器的分析与设计 .....................................13 2.4.1 绝缘栅双极晶体管IGBT的特性分析 ............................................13 2.4.2 电路拓扑结构设计 .........................................................................14 2.4.3 电路工作原理 .................................................................................15 2.4.4 电路特性分析 .................................................................................17 2.5 本章小结 ...............................................................................................20 第 3 章 大功率移相软开关电源的设计 ............................................................22 3.1 引言 .......................................................................................................22 3.2 主电路拓扑结构设计 ............................................................................22 3.2.1 逆变桥电路 .....................................................................................22 3.2.2 高频变压器和阻断电容 .................................................................23 3.2.3 输出整流滤波电路 .........................................................................23- IV -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文3.3 控制及其保护电路设计 ........................................................................23 3.3.1 UC3875 简介 ..................................................................................23 3.3.2 控制电路设计 .................................................................................27 3.3.3 保护电路设计 .................................................................................29 3.4 主电路参数设计 ....................................................................................29 3.4.1 高频变压器的设计 .........................................................................29 3.4.2 输出滤波电感L f 的设计 ..................................................................31 3.4.3 输出滤波电容C的选取...................................................................31 3.4.4 主功率管的选择 .............................................................................31 3.4.5 移相桥臂并联电容C r 的选择 .........................................................32 3.4.6 隔直电容C b 的选取 .........................................................................32 3.5 变换器的结构设计 ................................................................................32 3.6 原理样机设计........................................................................................33 3.7 本章小结 ...............................................................................................33 第 4 章 样机试验结果及系统仿真分析 ............................................................34 4.1 引言 .......................................................................................................34 4.2 试验结果及其分析 ................................................................................34 4.3 系统仿真 ...............................................................................................39 4.3.1 Matlab中仿真工具Simulink简介 ...................................................39 4.3.2 仿真模型的建立 .............................................................................39 4.3.3 仿真及其结果分析 .........................................................................41 4.4 本章小结 ...............................................................................................43 结论 ....................................................................................................................44 参考文献.............................................................................................................45 哈尔滨工业大学硕士学位论文原创性声明 ......................................................48 致谢 ....................................................................................................................49 个人简历.............................................................................................................50-V-哈尔滨工业大学工程硕士学位论文第 1 章 绪论1.1 课题研究的背景研究电力电子技术的学科称为电力电子技术 [1] ，电源技术属于电力电子 技术的范畴，从日常生活到最尖端的科学都离不开电源技术的参与和支持。 电源设备用以实现电能变换和功率传递， 是一种技术含量高、 知识面宽、 更新换代快的产品。现如今，电源已广泛应用到工业、能源、交通、运输、 信息、航空、航天、航运、国防、教育、文化等领域 [2，3] 。 某武器系统中的 NDK 型系列直流开关电源（输出直流 28.5V 120A）具 有体积小、重量轻、效率高的特点，性能指标优良，工作稳定、可靠。经过 十多年的发展，目前已形成系列化的直流开关电源产品，应用于国内、国外 多型舰艇及地面设备中，成为多型号导弹火控系统的配套专用电源。经过多 年的试验验证，该系列专用电源品质优良，满足各型号导弹武器系统的使用 要求，完全可以做到导弹火控系统的自兼容。 但从现代战争复杂的作战环境以及军用设备高度密集的使用环境出发， 要求各个电子设备应能够达到 GJB151A 规定的电磁兼容的相关要求。 直流开 关电源作为重要的供电设备，也是系统中一个很突出的干扰源，其电磁兼容 性尤其受到关注。 NDK 型系列直流开关电源采用硬开关脉宽调制（PWM）技术，工作频 率及功率因数较低，功率密度较小，它产生的谐波将会沿线路产生传导干扰 和辐射干扰，从而对电网产生污染，并对邻近电子设备产生部分干扰，设备 的电磁兼容性指标较差。 为了改善电源的电磁兼容性指标， 满足导弹武器系统的需要， 提出了 “大 功率移相全桥软开关电源的设计”这一课题。1.2开关电源的发展和趋势开关电源（Switching Power Supply）电路是电力电子电路的一种。通常 把电力分为交流（AC） 、直流（DC）两大类。因此，基本的电力电子电路就 可以分为四大类型， AC-DC 整流、 即 DC-AC 逆变、 AC-AC （包括 AC-DC-AC） 变频或变压、DC-DC 直流变换。 开关电源就是电路中的电力电子器件工作在开关状态的电源。 这样一来，-1-哈尔滨工业大学工程硕士学位论文如果把上述四大类基本电力电子电路都看成电源电路，则所有的电力电子电 路也都可以看成是开关电源电路。 在开关电源出现以前，线性稳压电源已经应用了很长一段时间。而后， 开关电源是作为线性稳压电源的一种替代物出现的，开关电源这一称呼也是 针对线性稳压电源而产生的。 线性稳压电源的关键元器件是调整管。线性稳压电源是通过调整调整管 的管压降来达到输出稳压的目的的。 为了使调整管可以发挥足够的调节作用， 调整管必须工作在线性放大状态，且保持一定的管压降。线性稳压电源为了 达到输入、输出隔离的目的，必须使用工频隔离变压器。因此，线性稳压电 源有两个严重的缺点： a) 调整管工作在线性放大状态，损耗很大，因而使整个电源效率很低； b) 工频隔离变压器使得电源体积大、重量重。初级整流滤波 工频交 流输入 逆变桥 高频交 流输入 IC 脉宽控制 高频变压器 高频交 流输出 输出端反馈 后级整流滤波 稳定直 流U0直 流 输 入 U in图 1-1 开关电源的典型结构图开关电源就是为了克服线性稳压电源的缺点而出现的，其典型结构如图 1-1。 整流电路是把交流电源直接经过初级整流和滤波电路滤波后得到直流电 压U in ，再由逆变器逆变成高频交流方波脉冲电压。由于人耳可以听到的音频 范围大体上为 20Hz～20kHz，逆变器的开关频率大多工作 20kHz在以上，这 样就避免了令人烦躁的噪声污染。逆变器输出经高频变压器T隔离并换成适 当的高频交流电压，再经过整流和滤波变成所需要的直流输出电压U 0 。 当交流输入电压、负载等发生变化时，直流输出电压U 0 也会发生变化。 这时可以调节逆变器输出的方波脉冲电压的宽度，使直流输出电压U 0 保持稳 定。其中逆变电路是开关电源的核心部分 [4，5] 。 开关电源电路结构比线性稳压电源复杂，但确有许多优点： a) 逆变电路中起调节输出电压作用的电子器件都工作在开关状态，开 关损耗根小，使得电源的效率可以达到 90%以上，甚至 95%以上； b) 电路中起隔离和电压转换作用的变压器是高频变压器，其工作频率 多为 20kHz 以上。因为高频变压器的体积可以做得很小，从而使整个电源的-2-哈尔滨工业大学工程硕士学位论文体积大为减小，重量也大大减轻。当然，由于工作频率高，滤波器的体积也 大为减少。 还有一大类常见的直流电源，就是由晶闸管控制的相控电源，相控电源 中的电力电子器件也是工作在开关状态，只是工作频率是工频 50Hz，而不是 高频。它的主要缺点是需要一个工频变压器，使得整个电源的体积大、重量 重。由于相控电源的开关频率低，它对控制的响应速度也比开关电源要慢。 按照目前的习惯，开关电源是专指电路中的电力电子器件工作在高频开 关状态，且输出为直流的电源，因此，开关电源也常被称为高频开关电源 [6] 。 新型电子器件的发展给开关电源的发展提供了物质条件。20 世纪 60 年 代末，高耐压、大电流的双极型电力晶体管（亦称巨型晶体管，BJT，GTR） 的出现，使得采用高工作频率的开关电源得以问世，那时确定的开关电源的 基本结构一直沿用至今。 开关频率的提高有助于开关电源的体积减少、重量减轻。早期的开关电 源的开关频率仅为 nkHz，随着开关器件以及磁性材料性能的不断改进，开关 电源也逐步提高，当开关频率达到 10kHz 左右时，变压器、电感等磁性元件 发出的噪声就变得很刺耳。为了减小噪声，并进一步减少体积，在 20 世纪 70 年代，开关频率终于突破了人耳听觉极限的 20kHz。这一变化曾经被称为 “20kHz 革命” ，后来，随着电力金属氧化物场效应晶体管（MOSFET）的应 用，开关电源的开关频率进一步提高，使得电源的体积更小，重量更轻，功 率密度更进一步提高。 由于和线性稳压电源相比，开关电源在绝大多数性能指标上都具有很大 的优势，因此，目前在大多数场合，开关电源已经全面取代了线性稳压电源。 作为电子装置的供电电源，线性稳压电源主要用于小功率场合。因此， 在 20 世纪 80 年代以前，作为线性稳压电源的更新换代产品，开关电源也主 要用于小功率场合。 那时， 中大功率直流电源仍以晶闸管相控整流电源为主。 但是，20 世纪 80 年代起，由于新型开关器件的不断改良，如绝缘栅晶体管 IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）的出现，功率MOSFET性能的改善， 打破了这一格局。与传统的GTR相比，IGBT、MOSFET工作频率更高，更易 于驱动，具有突出的优点而没有明显的缺点，因此，它们迅速的取代了GTR， 成为开关电源的主流器件 [7] 。 如前所述，开关频率的提高可以使电源的体积减小、重量减轻，但却使 得开关损耗增大，电源效率下降。另外，开关频率的提高也使得电源的电磁 干扰问题变得突出起来 [8] 。为了解决这一问题，20 世纪 80 年代，出现了采-3-哈尔滨工业大学工程硕士学位论文用准谐振技术的零电压开关电路和零电流开关电路，这种技术被称为软开关 技术。采用软开关技术，在理想情况下，可以使开关损耗为零，提高效率， 使得电源进一步向体积小、重量轻、效率高、功率密度大的方向发展。经过 近 20 年的发展，对于软开关技术的研究至今仍然十分活跃，但是，软开关技 术应用最成功的领域仍然是开关电源领域 [9，10] 。 软开关技术取代硬开关技术是电力电子行业发展的必然趋势。移相全桥 软开关电源的研制在设备的小型化、系统向多平台的扩展等方面具有很好的 发展前景。1.3软开关基本理论分析1.3.1 软开关的定义所谓的“软开关”是与“硬开关”相对应的，凡是用控制的方法使电子 开关在其两端的电压为零时导通电流， 或使流过电子开关的电流为零时关断， 则此开关称为软开关。它能克服传统的硬开关的开关损耗，理想的软开关的 开关损耗为零，从而可以提高功率变换器的传输效率 [11] 。 最理想的软开关开通过程是零电压开通，即：电压先降到零，然后，电 流再缓慢上升到通态值，在这个过程中，开通损耗几乎为零，而且开通器件 上的电压在开通时下降为零，器件的结电容上的电压也为零，不存在容性开 通的问题，也意味着二极管已经截止，其反向恢复过程结束，故也不存在二 极管的反向恢复问题。 与之对应的最理想的软开关关断过程是零电流关断， 即： 电流先降到零， 然后，电压再缓慢上升到通态值，在这个过程中，关断损耗几乎为零，而且 关断器件上的电流在关断时下降到零，线路中电感上的电流也相应为零，因 此不存在感性关断的过程。 上述开关过程对应的波形如图 1-2 所示，图中还画出了硬开关的工作波 形，以示对比。1.3.2 软开关的分类下面以图 1-2 为基础分别介绍四种工作方式。 a) 零电压关断 开关器件在两端的电压为零时实行关断。此关断命令在t 1 时刻发出，开-4-哈尔滨工业大学工程硕士学位论文关器件上的电流从通态值下降到断态值后， 端电压才从通态值上升到断态值， 开关器件进入到截止状态，在t 2 以前，开关器件的端电压必须保持在通态值， 即约为零。软开关 关 断 波 形 开 通 波 形 u 硬开关 ui t1 t2 uii t1 t2ui图 1-2 软开关与硬开关波形对比b) 零电流关断 开关器件在流过的电流从通态值下降到零时关断。此关断命令在t 2 时刻 或其后发出，开关器件上的端电压从通态值上升到断态值，开关器件进入到 截止状态。 c) 零电压开通 开关器件在两端的电压为零时实行开通。此开通命令在t 2 时刻或其后发 出，流过开关器件的电流从断态值上升到通态值后，开关器件进入到导通状 态。在t 2 以前，开关器件的端电压必须下降到通态值（约等于零） ，并且在电 流上升到通态值以前保持为零。 d) 零电流开通 开关器件在流过的电流为零时实行开通。此开通命令在t 1 时刻发出，开 关器件上的端电压从断态值下降到通态值后， 电流才从断态值上升到通态值， 开关器件进入到导通状态。在t 2 以前，流过开关器件的电流必须保持在断态 值（约等于零） 。 软开关的控制方法有许多种，而移相控制被认为是较适合软开关全桥变 换器的一种比较好的控制策略，为了避免开关过程中的损耗随频率的上升而 急剧增加，移相控制软开关的各种拓扑结构不断出现，有效地解决了硬开关 中所出现的各种缺陷 [12～15] 。 移相控制方式具有很多优越性，它非常适合中大功率的场合，其电路拓 扑结构及控制方式一直是人们研究的热点方向 [16] 。移相软开关技术实现的基 本 电 路 结 构 为 移 相 控 制 零 电 压 开 关 PWM-DC/DC （ Phase-shifted-5-哈尔滨工业大学工程硕士学位论文Zero-voltage-switching PWM，PS-ZVS-PWM-DC/DC）全桥变换器，它利用变 压器的漏感和开关管（MOSFET）的结电容来实现开关管的零电压开关，拓 扑结构简洁，同时又实现了恒定频率的控制 [17～19] 。1.4现有开关电源的电磁兼容水平根据 GJB151A 的要求， 我单位生产的开关电源需要进行 9 项电磁兼容项 目的测试，其中 5 项为敏感度的要求，现有开关电源均可以达到要求，其余 4 项指标有不同程度的超标现象。 a) 25Hz~10kHz(CE101)电源线传导发射项目， 在基波频率 （50Hz） 5、 的 7 次谐波处超过标准曲线约 20dB； b) 10kHz~10MHz(CE102) 电 源 线 传 导 发 射 项 目 ， 在 电 源 工 作 频 率 （30kHz）附近超过标准曲线约 2dB； c) 25Hz~100kHz(RE101) 磁 场 辐 射 发 射 项 目 ， 在 2 倍 电 源 工 作 频 率 （60kHz）附近超过标准曲线约 4dB； d) 10kHz~18GHz(RE102)磁场辐射发射项目，在 3MHz～5 MHz 频率附 近超过标准曲线约 20dB。1.5本文主要研究内容结合目前的工程需要，经过综合衡量，决定采用移相全桥零电压零电流 软开关技术研制大功率开关电源，改善现有开关电源的电磁兼容性能。本论 文主要完成了以下工作： a) 对移相控制零电压 PWM 变换器、 移相控制零电压零电流 PWM 变换 器工作原理进行详细的分析，确定可饱和电感实现移相控制零电压零电流 PWM 变换器作为本论文设计原理样机的基本拓扑结构； b) 对利用可饱和电感实现移相控制零电压零电流 PWM 变换器的各主 要功能电路进行了详细的设计， 并对输出为直流 28.5V/120A 的大功率开关电 源的各主要参数进行了详细的计算； c) 充分考虑电磁兼容性能，进行结构设计，制作原理样机并进行一系 列的试验，检验样机性能； d) 利用 Matlab 中 Simulink 软件包对利用可饱和电感实现的移相控制零 电压零电流 PWM 变换器进行数学仿真，验证本论文所选定方案的正确性、 有效性。-6-哈尔滨工业大学工程硕士学位论文第 2 章 移相控制软开关 PWM 变换器分析及设计2.1 引言传统的全桥（Full-Bridge）变换器适用于输出低电压、大电流、小功率 的情况，以及电源电压和负载电流变化比较大的场合，其特点是开关频率恒 定，便于控制。为了提高变换器的功率密度，减少单位输出功率的体积和重 量， 需要将开关频率提高到一个新的水平， 这就需要运用软开关技术来实现。 本 章 对 移 相 控 制 零 电 压 PWM 全 桥 变 换 器 和 移 相 控 制 零 电 压 零 电 流 PWM 全桥变换器电路拓扑结构、工作原理、电路特性等方面，进行较为详 细的分析，以确定大功率电源的结构。2.2全桥变换器的理论分析全桥变换电路拓扑是目前国内外 DC/DC 变换电路中最常用的电路拓扑 结构之一，这主要是考虑到它具有功率开关器件电压、电流额定值较小，功 率变压器利用率高等优点。基本的全桥变换电路根据供电方式的不同可以分 为电压型和电流型两种， 其中电压型 DC/DC 全桥变换电路是由基本的 BUCK 电路演变而来，因此也称全桥 BUCK 变换器，在实际中得到较广泛的应用， 其基本电路如图 2-1 所示。VT1 V1 T + Ui V5 Lf Cf V6 VT3 V3 VT4 V4 RL VT2 V2图 2-1 电压型全桥 PWM-DC/DC 变换器基本电路结构图电压型全桥 PWM-DC/DC 变换器的工作原理如下： 直流电压U i 施加在VT1、VT2、VT3、VT4 四个开关管所构成的两个桥臂 上，通过控制四只开关管的通断顺序以及导通时间，在主变压器T的原边得 到按某一占空比D变化的正负半周对称的方波电压。假定该变压器的变比为-7-哈尔滨工业大学工程硕士学位论文n，则交流方波电压经过高频变压器的隔离和电压变换（升压或降压）后，在 变压器的副边对应得到一个幅值为Ui/n的交流方波电压，交流方波电压Ui/n 再通过输出整流桥变化为直流脉动方波电压，最后通过滤波电感L f 和电容C f 将直流方波电压中的高频分量滤去， 在输出端C f 上得到一个平直的直流电压， 其电压值为U 0 ＝ DU i /n，其中 D =Ton Ts / 2为占空比（T on 为开关管的导通时间，T s为开关管的驱动脉冲的周期） ，通过调整占空比就可以方便的调节输出电压。2.3移相控制零电压 PWM 全桥变换器分析由于 MOSFET 导通时相当于一个电阻，其通态损耗较大。在输入电压很 高、输出功率很大时，为了减小通态损耗，可以选用 IGBT 来代替 MOSFET 作为主功率开关管。但是，IGBT 在关断时存在电流拖尾现象，由此产生较 大的关断损耗。为了减小关断损耗，有必要给 IGBT 并联一个较大的电容。 虽然这样可以减小 IGBT 的关断损耗，但也限制了开关频率的提高，变换器 一般只能工作在 20kHz 左右。为了解决 IGBT 的电流拖尾问题，IGBT 最好 工作在零电流开关状态。2.3.1 电路拓扑结构图 2-2 是 PS-ZVS-PWM-DC/DC 全桥变换器主电路结构图。VT1 V1 A + Ui T V5 C1 Lr Lf Cf V6 VT3 V3 C3 VT4 V4 C4 RL VT2 V2 B C2图 2-2PS-ZVS-PWM-DC/DC 全桥变换器主电路结构图图中V1～V4 是开关管VT1～VT4 的内部寄生二极管，C1～C4 分别是 VT1～VT4 的内部寄生电容和外加电容，L r 是谐振电感（包括变压器T的漏 感） ，变压器的副边电压经过双半波整流和输出滤波器给负载供电，RL为等-8-哈尔滨工业大学工程硕士学位论文效负载。该电路采用移相PWM软开关控制技术，每个桥臂的两个开关管成 180 度互补导通，但在实际上每个开关管的导通角小于 180 度，留有一定的 死区时间， 以避免上下开关管同时导通。 两个桥臂的导通角相差一个相位 （移 相角） ，通过调节移相角的大小即可调节输出电压。VT1 和VT3 分别领先于 VT4 和VT2 一定的相位，故称VT1 和VT3 组成的桥臂为超前桥臂，VT2 和 VT4 组成的桥臂为滞后桥臂。 移相 PWM 控制技术利用功率开关管的输出电容和变压器的漏电感作为 谐振组件，在一个完整的开关周期内，通过谐振使全桥变换器中的四个开关 管依次在零电压下导通，在电容 C 的作用下零电压软关断，通过移相控制实 现占空比调节，完成对输出电压的控制。VT1 t VT3 t VT2 t VT4 Ip VAB Vin 0 Vin t tVf 0t0 t1 t2 t3t4 t5Vin/nt6 t7 t8 t9t10 t11 t12 t13t图 2-3PS-ZVS-PWM-DC/DC 全桥变换器主要波形图图 2-3 是 PS-ZVS-PWM-DC/DC 全桥变换器电路在一个完整的周期内的 主要波形。图中 VT1 和 VT3 的导通与关断时刻固定不变，通过移相使 VT2、 VT4 的导通时刻与 VT1、VT3 的相应时刻相差 α 角。当 α 为 180 度时，VT1、 VT2 同时导通，VT3、VT4 同时关断；VT1、VT2 同时关断，VT3、VT4 同 时导通， 这样输出的电压等于零。 α 为 0 度时， 当 VT1 和 VT4 或 VT2 和 VT3 同时导通或同时关断，此时变换器主电路达到满载状态，调节移相角就可以 调节输出电压或电流。2.3.2 电路基本工作原理PS-ZVS-PWM-DC/DC 全桥变换器中的每个开关管都有相同宽度的驱动 脉冲，通过移相错位控制能量转换时间，从而达到稳定输出电压的目的。当 一个开关管关断时，变压器的初级电流给关断的开关管的并联电容充电，同-9-哈尔滨工业大学工程硕士学位论文时使同一桥臂的即将开通的开关管的并联电容放电，当关断的开关管的并联 电容的电压充到电源电压时，即将开通的开关管的并联电容的两端电压下降 到零，其反并联二极管在零电压下自然导通，此时开通开关管，则该开关管 在零电压下开通。而在开关管关断时，由于它的并联电容的作用，开关管在 零电压下关断。因此，在移相控制方式下，开关管在零电压下实现开关过程。 在一个开关周期内，PS-ZVS-PWM-DC/DC全桥变换器共有 12 种开关状 态，在分析其工作原理之前，作以下假设 [20] ： a) 所有开关管、二极管均为理想组件，具有低通态压降和恒定的寄生 电容值； b) 所有的电感、电容和变压器均为理想组件。 c) C1=C3=C lead ，C2=C4=C lag ； d) L f &&L r /n 2 ,n为变压器的原、副边匝比。 （1） 模态 0 在t 0 时刻以前，VT1、VT4 导通。原边电流由电源经过VT1、谐振电感Lr、 变压器原边绕组以及VT4，最后回到电源负端。此时，C1 和C4 两端的电压 为零，C2 和C3 两端的电压为U i 。 （2） 模态 1（t 0 ~t 1 时刻） 在t 0 时刻关断VT1，原边电流转移到C1 和C3 支路中，C1 被充电，而C3 放电。由于C1 和C3 的存在，VT1 是零电压关断。直到时刻t 1 ，C3 的电压下 降到零，V3 自然导通，模态 1 结束。 （3） 模态 2（t 1 ~t 2 时刻） V3 导通后，打开 VT3。原边电流从 V3 中流过，VT3 没有电流。由于 VT3 是在 V3 导通时打开，所以 VT3 是零电压开通。 （4） 模态 3（t 2 ~t 3 时刻） 在t 2 时刻，关断VT4，原边电流由C4 和C2 提供，即C2 放电，C4 充电。 由于C4 和C2 的存在，所以VT4 是零电压关断。此时实际上是谐振电感和电 容C4、C2 谐振工作，直到t 3 时刻，C4 的电压上升到U i ，C2 的电压下降到零， V2 自然导通，结束这一个模态。 （5） 模态 4（t 3 ~t 4 时刻） 在t 3 时刻，由于V2 导通，VT2 的电压被箝位到零，打开VT2，实现零电 压开通。到t 4 时刻，原边电流下降到零，V2、V3 自然关断，VT2、VT3 将流 过电流。 （6） 模态 5（t 4 ~t 5 时刻）- 10 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文在t 4 时刻，原边电流由正值过零，逐步向负方向增大，此时VT2、VT3 为原边电流提供回路。在t 5 时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流，结 束这一个模态。 （7） 模态 6（t 5 ~t 6 时刻） 在这段时间里，电源通过 VT2、VT3 回路为负载供电，直到 VT3 关断， 变换器开始下半个周期的工作，其工作情况类似于上述的半个周期。2.3.3 电路特性分析2.3.3.1 开关管的软开关实现 由上述分析可知，开关管是在其输出结电容作用下零电压关断的；而零 电压开通是通过线路电感与输出结电容产生谐振实现的。通常，通过谐振使 同一桥臂上要关断的开关管的结电容充电，要开通的开关管的结电容放电， 当电容充放电结束后，给出要开通的开关管的驱动信号，从而实现零电压开 通。因此，要实现开关管的零电压开通，必须满足以下两个条件： a) 谐振电路本身的参数与状态应保证能通过谐振使导通管的结电容完 全放电； b) 驱动信号必须在导通管的结电容完全放电后给出，即同一桥臂的开 关管的关断、导通的时间间隔必须要大于电容的充放电时间。 在超前桥臂的软开关实现过程中，开关管关断后，电路的谐振电感由变 压器的漏感和折算到原边的副边滤波电感构成。由于后者的数值较大，因此 电感储有足够的能量抽走将要开通的开关管结电容上的电荷，并给同一桥臂 上将要关断的开关管的结电容（或外加负载电容）充电，使电容完成充放电 状态的转换。 由于在超前桥臂开关过程中，输出滤波电感L f 是与谐振电感L r 串联的， 用来实现零电压开关的能量是L f 和L r 中的能量。因为L f 很大，在超前桥臂开关 过程中，其电流近似不变，类似于一个恒流源，故超前桥臂开关管的开关过 程中的谐振可以看作是一个恒流充电过程，使得超前桥臂很容易实现零电压 开通。 在滞后桥臂的开关管开关过程中，由于变压器的副边处于续流状态，原 边和副边均处于短路状态，谐振电感仅为变压器的漏感，谐振时由变压器的 漏感释放能量，使开关管 VT2、VT4 的输出结电容完成充放电的状态转换。 当相应的电容电压谐振下降到零时，相应的开关管实现零电压导通。 由于滞后桥臂开关管的零电压导通主要是靠变压器的漏感储能，较小的- 11 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文漏感储能不足以抽走滞后桥臂开关管结电容上的电荷，滞后桥臂将失去零电 压的功能。因此滞后桥臂实现零电压开关比较困难。 2.3.3.2 副边占空比丢失的分析 副边占空比的丢失是PS-ZVS-PWM-DC/DC全桥变换器中一个特有的现 象。所谓副边占空比丢失，就是说副边的占空比小于原边的占空比，其差值 就是副边占空比丢失 [21] 。在这种全桥变换器中，由于变压器漏感的存在，使 得原边的电流从正向变换到负向或从负向变换到正向时，上升或下降都存在 一定的斜率，虽然原边有正电压或负电压的方波，但原边不足以提供负载电 流，副边的所有二极管都处于导通状态，负载处于续流阶段，其两端的电压 为零，这样副边就丢失了从正向变换到负向或从负向变换到正向这两部分的 电压方波，如图 2-3 的阴影部分所示。 由上述分析可知，在输入电压最低、负载电流最大时，副边占空比的丢 失最为严重。为了在输入电压最低、负载电流最大时依然可以得到要求的输 出电压，必须减小变压器原、副边的匝数比。但是匝数比的减小又带来了两 个不利影响： a) 在输出功率相同的条件下，原边电流变大，使得开关管的通态损耗 增加，开关管的电流额定值增加； b) 副边整流二极管的电压应力增大。 采用 PS-ZVS-PWM-DC/DC 全桥变换器，电路拓扑中的开关管在零电压 下运行，器件的开关损耗较小，而且它的控制规律简单，其控制的脉冲宽度 恒定，只需要改变控制信号的移相角就能达到使输出不随负载变化的目的， 而它的开关器件的恒频运行也使开关管的开关损耗减小，另外，它不象硬开 关 PWM 那样需要缓冲吸收电路，在无吸收电路的情况下功率器件的开关应 力不足以损坏开关管。正是它的这些良好的特性使得它的应用比较的普遍。 但是在应用过程中也发现了一些缺点： a) 当负载较轻时滞后桥臂开关管的零电压开关很难实现，软开关的条 件难以满足； b) 原边有较大的环流，使得导通损耗增加； c) 输出的整流二极管不能实现零电压开关，其开关的损耗较大。 2.3.3.3 电路拓扑结构的改进方向 虽然 PS-ZVS-PWM-DC/DC 全桥变换器比常规的硬开关 PWM 变换器有 更多的优点，但是它的不足之处也很明显。特别是滞后桥臂的软开关的开通 范围较小，在轻载情况下很难满足，使得它对负载大范围变化的场合很难适- 12 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文应。为了扩大基本的 PS-ZVS-PWM-DC/DC 全桥变换器的应用范围，各国学 者在对原有的基本结构进行研究的基础上，围绕着如何提高变换器的零电压 开关的范围和减小副边占空比丢失这两个方面，分别提出了一些较有意义的 改进电路拓扑结构，使得 PS-ZVS-PWM-DC/DC 全桥变换器在一定程度上改 正了原有的缺点， 取得了较好的效果， 部分电路结构的改进可参考文献 ［22～ 30］ ，其中移相控制零电压零电流 PWM 全桥变换器是主流的改进方法之一。2.4移相控制零电压零电流变换器的分析与设计所谓零电压零电流开关（Zero-voltage Zero-current-switching，ZVZCS） ， 就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。 ZVZCS 方案可以解决 ZVS 方案的固有缺陷，即可以大幅度降低电路内 部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而 且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现 的。即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。 原边电流复位的方法很多，根据文献［14，31～33］的介绍，利用饱和 电感实现 ZVZCS 比较容易。2.4.1 绝缘栅双极晶体管 IGBT 的特性分析由于讨论的 ZVZCS 变换器的滞后桥臂采用的功率管为 IGBT，因此首先 对 IGBT 的特性加以介绍。IGBT 的等效电路图见图 2-4。CG E图 2-4 IGBT 的等效电路图IGBT是MOS结构双极器件， 属于具有功率MOSFET的高速性能与双极的 [34] 低电阻性能的功率器件 。 IGBT是由MOSFET和双极性晶体管复合而成的一 种器件，其输入极为MOSFET，输出级为PNP晶体管，因此，可以把它看作- 13 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文是MOS输入的达林顿管。它融合了这两种器件的优点，既具有MOSFET器件 驱动简单和快速的优点，又具有双极性器件容量大的优点，因而，在现代电 力电子技术中得到了越来越广泛的应用 [35] 。 和 MOSFET 相比，IGBT 具有优越的通态特性。通常 IGBT 在具有较高 耐压的同时具有较低的通态损耗、较大的功率密度和较低的成本，而且与 MOSFET 管一样具有易于驱动、较宽的安全工作区、峰值电流大及高可靠性 等优点，因此，IGBT 更适合于高压大功率的场合。 归结起来 IGBT 具有以下特点： a) 开关速度较高，开通损耗小； b) 通态压降在 1/2 或 1/3 额定电流以下区段具有负的温度系数， 在其它 区段则是正温度系数，因此在并联时具有电流自动调节的能力； c) 安全工作区比 GTR 的宽，而且具有耐脉冲电流冲击的能力； d) 通态压降比 MOS 管低，特别是在大电流区段； e) 输入特性与 MOS 管相似，其输入阻抗高，它在驱动电路中作为负载 时具有容抗的性质； f) 与 MOS 管和 GTR 相比，IGBT 的耐压可以继续做的很高，电流可以 再作大，同时还保留工作频率高的特点。 但是由于 IGBT 拖尾电流的特性，使得它的关断损耗较大。因此，为了 使 IGBT 能够工作在较高的开关频率下，就必须减小它的关断损耗。显然， IGBT 更适合于工作在零电流开关状态，全桥零电压零电流开关变换器比较 适合于 IGBT。2.4.2 电路拓扑结构设计图 2-5 是利用饱和电感实现的ZVZCS变换器电路拓扑结构图。它在基本 的全桥移相变换器的基础上增加了一个阻断电容C，并将谐振电感L r 换成可 饱和电感L b 。为了避免开通时电容释放能量加大开通损耗，滞后桥臂开关管 不再并联电容；超前桥臂和基本电路一样，利用开关管上并联电容的方法实 现零电压开关。主回路的四个开关管的控制信号与基本的全桥移相变换器的 控制方案完全一致，通过移相方式控制主回路的有效占空比。阻断电容和饱 和电感的适当配合，能够使变换器滞后桥臂上的开关管实现零电流开关。 图 2-5 中，IGBT 功率管 VT2 和 VT4 组成滞后桥臂，MOSFET 功率管 VT1 和 VT3 组成超前桥臂。针对 IGBT 管需要克服其关断拖尾电流大导致的 关断损耗大的缺点，这就需要为 IGBT 提供一个零电流的工作环境。- 14 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文VT1 V1 A + Ui C1 Lb V5 Lf Cf V6 VT3 V3 C3 CVT2 V2 BTRLVT4 V4图 2-5 电路拓扑结构2.4.3 电路工作原理电路的基本工作原理可以简述如下：当变换器桥臂斜对角两只功率开关 管同时导通时，电路处于能量传输状态，输入电源将能量传输到输出端，与 此同时原边阻断电容C由原边电流I p 充电，其上电压U C 从一个方向向另一个 方向线性变化，饱和电感L b 处于饱和状态。在超前桥臂开关管状态转换过程 完成后原边处于续流阶段时，阻断电容C上的电压近似保持恒定不变，极性 与原边电流相同，恰好成为一个反向阻断电压源，使得原边电流I p 迅速下降 到零。原边电流I p 下降到零后，将试图向反方向变化，电流将反向，但是， 这时饱和电感已经退出饱和状态，呈现出很大的感抗，阻止了电流的进一步 流动，使电流保持在零值，从而为滞后桥臂开关管的导通和关断创造了零电 流开关条件 [36～38] 。超前桥臂开关管的零电压导通与关断过程与基本的变换器 完全一致。 为了便于分析 FB-ZVZCS-PWM 电路的工作过程，对电路作如下假设： a) 电感L b 是理想的磁性开关，即在未饱和时其电感值无限大，工作在 一定的伏秒积下饱和后电感值为零； b) 输出滤波电感L f 足够大，在开关过程中，输出可视为恒流源； c) 电路的其它元器件都是理想的。 理想波形如图 2-6 所示，根据开关管的驱动波形的提供情况，可以分为 移相切换、箝位续流、固定桥臂切换、能量传输四个阶段。 (1) t 0 ～t 1 超前桥臂切换时段 在t 0 之前，VT1、VT4 导通，变压器副边V6 导通，能量传递至负载RL， 在t 0 时刻，VT1 关断，结束了能量传输时段，由于输出电感在原边的反射和 原边漏感的作用，电容C1 充电，C3 放电，电容C1 上的电压线性增加，其规 律为：- 15 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文U C1 (t)=(I o /(K×(C C1 +C C3 )))×t (2-1) 式中：I o ―输出电感电流 K ―变压器匝比（N1/N2） C C1 、C C3 ―IGBT的寄生电容与缓冲电容的和 如果C C1 、C C3 足够大，VT1、VT3 关断时电压上升较慢，关断损耗会很 小，但不能无限大，必须保证电容C1 在t 1 之前电压上升到电源电压Ui。在t 1 之前， 电容C3 放电完毕， 电流经VT3 的体二极管继续导通， 1 时刻后， 在t VT3 可在零电压、零电流下开通，此时，无开通损耗，在此时段内，Lb仍然处于 饱和状态。VT1 t VT3 t VT2 t VT4 tUAB0 tIp 0t0 t1 t2' t3' t3 t2 t4 t5 t6 t7 t8 t9 t10t图 2-6 该拓扑结构的理想波形图(2) t 1 ～t 2 箝位续流时段 在这个时段，输出滤波电感电流经整流二极管V5、V6 续流，相当于L f 与原边脱离。T原边电流由漏感电流续流，由于VT3 已开通，VT3 的体二极 管仍处于续流开通状态。A、B二点的电压为零。L b 仍然处于饱和状态，原边 的漏感与C产生谐振，漏感的能量转移到C上，如果将C看作恒压源，则可认 为原边电流线性下降，其大小为： dI p /dt＝U C /L ik （2-2） 式中：U C ―阻断电容C两端的峰值电压 L ik ―变压器原边的漏感 在t 2 时刻，原边电流I p 下降接近于零，由于漏感的电流不能突变，原边电 流会向负方向流动，但是，此时饱和电感L b 失去饱和，电感值无限大，原边 电流基本保持零值，不会向负方向变化。此时，VT3 虽然开通，但不流过电- 16 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文流。 (3) t 2 ～t 3 滞后桥臂切换时段 在t 2 后t 3 前VT4 在零电流下关断。此时，无电压加在饱和电感Lb上，原 边电流仍为零，阻断电容C上的电压保持不变。到t 3 时刻VT2 开通，虽然开通 时其C、E电压是U C ＋U i ，但是由于Lb未饱和，使VT2 仍在近似于零电流下 开通。 (4) t 3 ～t 4 能量传输时段 在t 3 后t 3 ’ 前，L b 在足够的伏秒积下饱和，U C ＋U i 加到T的原边，原边电 流负向快速增加到输出电感电流对原边的电流值I 0 /N，电流上升的斜率只决 定于变压器原边的漏感L ik ,即： I p (t)=((U C ＋U i )/L ik )×t （2-3） 此时，副边整流二极管只有V5 导通，电源的能量传输给负载，隔直电容 C的电压从正峰值线性变化到负峰值，在t 3 ’ ～t 4 期间，电容电压的大小和时 间关系为： U c （ t）＝（Io/（N×C C ） ）×t-V C （2-4） 式中：C C ―隔直电容C的电容量 在t 4 时刻，半个周期运行结束，另外半个周期的工作情况与此相同，只 不过是工作于另外一组开关对。 以上所述，均是理想情况下分析 FB-ZVZCS-PWM 的工作过程。2.4.4 电路特性分析2.4.4.1 电路的抗偏磁特性的改进 在全桥电路工作过程中， 偏磁现象大大的降低了系统的可靠性和安全性。 对于大功率电路而言，如果没有抗偏磁的措施，几乎无法应用。 (1) 偏磁现象及其危害 偏磁是指变压器的磁芯的工作磁滞回线中心偏离了坐标原点，正反脉冲 过程中磁工作状态不对称的现象。 在全桥电路中，由于多种因素导致两个半周期内施加在变压器上的电压 脉冲幅度或脉冲宽度不相等，全桥电路便工作在不平衡的状态，从而发生了 偏磁现象。 变压器在工作时，其工作的磁感应强度 B(t)可以表示为： B(t)=(U i /(N 1 ×S))×ton×10 8 （2-5） 式中：U i ―电源电压（V）- 17 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文N 1 ―变压器原边绕组的匝数 S ―变压器的铁芯截面积 T on ―开通时间 当正反向脉冲宽度相等时，其正反向的最大工作磁感应强度 B 也相等， 其磁芯工作点沿着磁滞回线对称地往复运动，此时没有偏磁现象。在电源电 压不变的条件下，若正向脉冲宽度大于反向的脉冲宽度，则正向的最大工作 磁感应强度大于反向的最大磁感应强度，整个脉冲周期的工作磁滞回线中心 向第一象限偏移，产生了偏磁，在下个周期内，如果正反向脉冲的时间差不 再增长，偏磁便不会增加，但也不会自动的消除，此时用示波器测试变压器 的原边电流，可以看出两相邻的脉冲电流不相等。如果偏磁继续增加，将导 致变压器饱和，乃至变压器的损坏。 在脉冲宽度调节的开关变换器中，为满足输出特性的要求，脉冲的宽度 需要不断的调整，功率开关管的饱和压降、存储时间及控制电路的输出脉宽 等不可能完全一致，反馈回路引起的不对称也不可能完全消除，因此，在全 桥变换器的电路中，偏磁是必然存在的。 (2) 防止偏磁的措施 为了防止偏磁，在全桥电路中经常采用以下措施： a) 变压器磁芯加气隙，改善其磁导率的线性度，增加其抗偏磁的能力， 磁密度按单向工作状态选取， 也就是桥式逆变电路并不增加变压器的利用率； b) 限制最大的脉冲宽度，尽量使正负脉冲宽度一致，特别是在动态情 况下； c) 检测通过开关管的电流，当此电流连续几个周波超过设定值，则切 断控制脉冲，使变压器有足够的时间去磁后，再开通脉冲宽度； d) 在变压器的原边串联隔直电容，提高变压器的抗不平衡能力； e) 严格挑选开关特性一致的功率管用于全桥变换电路。 以上的措施只能减弱偏磁的危害，而不能根本上消除偏磁。 如果想从根本上消除偏磁现象，可以采用如下的方法： 根据偏磁现象的定义可知，如果能够让直流母线上相邻的两个开关电流 保持相等，就可以消除偏磁。因此，针对图 2-5，将开关管VT2、VT4 的发射 极上加上两个独立的电流互感器，把此两个电流量进行比较，如果检测出这 两个电流不平衡，则通过斜率比较器，调整功率管的驱动脉冲宽度，这样能 够保持变压器的平均工作磁感应强度接近B/H特性曲线的中心点。检测电流 偏差并差动的调整触发脉冲以保持平衡。但是采用这种方法时，最好不要再- 18 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文串联阻断电容，它将消去可测量的直流成分，使检测效果变差，具体电路结 构可以参考文献 [39， 40] 。 在本电路的拓扑结构中,考虑到控制电路的简单化，采用了第四种方案， 即在变压器的原边串联了隔直电容器，这种方法虽然不能从根本上消除偏磁 现象，但是对于电路的危害已经非常小。 2.4.4.2 滞后桥臂的零电流开关特性 超前桥臂开关管 VT1 和 VT3 在零电压下导通，导通损耗几乎为零。但 是关断损耗不为零，它取决于开关管的并联电容及通过其上的电流。这两者 将确定开关管两端电压的上升速率。对于 MOS 管来说，开关关断速度快、 损耗非常低，因为开关管本身的输出电容较大，在开关管完全关断之前足以 延迟电压的上升斜率。但是对于 IGBT 管来说，由于其关断时有较大的拖尾 电流现象，因此造成了较大的关断损耗，但是通过外加的并联电容，IGBT 管的关断损耗也可以降到较低的程度，因此超前桥臂的开关管的零电压实现 较为容易，外加的并联电容对软开关的范围影响不大。在本电路中，超前桥 臂采用 MOS 管。 滞后桥臂开关管VT2 和VT4 实现的是零电流开关，使得其上的开通损耗 几乎为零。在本电路中，当开关管VT3 开通后，由于变压器漏感的作用，系 统处于续流状态，由于原边的阻断电容上的电压U C 的作用，原边的电流迅速 的减小，当原边电流降到零时，将试图相反方向变化，这时，由于饱和电感 已经退出饱和状态，电感的阻抗很大，将阻止原边电流的换向。在这段时间 内，滞后开关管VT4 将在零电流下关断，其关断损耗几乎为零。经过一段死 区时间之后，开关管VT2 导通，由于饱和电感处于非饱和状态，因此电感的 阻抗很大，原边的电流上升较慢，因此在这一段时间内仍可以认为原边电流 为零，开关管VT2 近似在零电流下开通，其开通损耗可以忽略不计，相当于 在零电流下开通。只要续流的时间足够大，就可以使开关速度较慢的IGBT 管的少数载流子复合完毕，其开通损耗也可以认为是零。在本电路中，滞后 桥臂采用IGBT管。 在另半个周期的情况与此类似，这样改进后的电路结构就实现了在整个 输入电压及满负载范围内滞后桥臂开关管的零电流开关。 由文献[20]知道，原边电流I P 减小到零的时间t 12 为： t 12 =(4L ik C)/(DT S ) (2-6) 式中，D ―占空比； T S ―开关周期；- 19 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文L ik ―变压器的原边漏电感的电感量； C ―隔直电容的电容量。 从式(2-6)中可以开出，t 12 与负载电流无关，与占空比D成反比，也就是 说可以在任意负载和输入电压变化范围内实现滞后桥臂的零电流开关。 2.4.4.3 最大占空比分析 改进后的电路拓扑结构也同样存在占空比丢失的现象。在改进后的电路 中，变换器的最大占空比D max 由下式决定 [20] ： D max ＝1-[2( t 12 +T ZCS )/ T S ] (2-7) 式中，T ZCS 是实现滞后桥臂ZCS的时间，它取决于开关管的关断特性。 为了尽可能扩大占空比 D 的控制范围，应尽可能的减少变压器的漏感和 阻断电容的容量，而阻断电容的减少会受到一些限制，因为随着阻断电容的 减少，其上的电压峰值将增加，漏感与其之间的环流将增加，导致饱和电感 的增大，铁芯损耗的增加。为了尽可能的减少饱和电感铁芯的损耗，阻断电 容上的电压应远小于输入电源电压。 2.4.4.4 电路的导通损耗 在基本的移相控制电路中，为了保证滞后开关管的零电压开关的实现， 在超前桥臂的开关管的状态转换过程完成之后，原边处于续流状态时，原边 电流要保持为输出电流在原边的反射值， 就必须要求变压器要有较大的漏感， 这样也就意味着在续流状态时，原边的主回路中有较大的环流。这就不可避 免的会增加电路的导通损耗，并造成副边电压较大的占空比丢失，导致电路 效率的进一步下降。而在本电路中，当电路处于续流状态时，原边的电流将 以很大的斜率很快的降到零，而且，由于变压器的漏感可以很小，且饱和电 感在功率开始传输时迅速饱和，因此电路中的占空比的损失很小，几乎可以 忽略不计。这就意味着变换器的效率得到提高。 同时，在基本的电路结构中，由变压器的漏感所产生的较大的占空比丢 失，不仅使得原边的电流额定值及副边的整流管的耐压值增加，变换器的效 率下降，而且使得输出特性受到较大的影响。而在本改进的电路结构中，占 空比的丢失很小，使得电路表现出与负载无关的直流特性。2.5本章小结由理论分析可知，选用的全桥变换器改进电路具有结构简单，控制方式 简洁，开关频率恒定，功率开关器件电压、电流额定值较小，功率变压器利- 20 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文用率高等优点。 通过对电路拓扑结构、工作原理、电路特性等方面的具体分析，针对变 换器存在的固有缺陷，最后确定以利用饱和电感实现 ZVZCS 变换器电路作 为主电路拓扑、以移相控制方式作为控制方案来设计大功率移相全桥软开关 电源。- 21 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文第 3 章 大功率移相软开关电源的设计3.1 引言以第 2 章提出的利用饱和电感实现 ZVZCS 变换器的拓扑结构为基础， 研制大功率移相软开关电源。为构成完整的电源电路，还需要设计出相应的 辅助电路，本章给出了控制及保护电路的设计过程，并对部分主电路参数进 行计算，形成一套完整的电源电路。 大功率移相软开关电源的主要技术指标如下： a) 输入电压：三相交流 50Hz 380V±10%； b) 额定输出电压：直流 28.5V； c) 额定输出电流：120A； d) 输出电压调整率：≤2%； e) 输出电压稳定度：≤1%； f) 纹波电压：≤100mVp-p； g) 具有过压、欠压、过流保护； h) 改善电磁兼容性指标，力争达到国家军用标准对陆军地面设备电磁 兼容性的要求。3.2主电路拓扑结构设计3.2.1 逆变桥电路VT1 R01 C01 A + Ui 510V R02 C02 C1 B VT2VT3 C3VT4图 3-1 逆变桥电路图逆变桥电路如图 3-1 所示。VT1～VT4 是主功率管，VT1 和 VT3 为超前 桥臂，VT2 和 VT4 为滞后桥臂，C1 和 C3 为超前桥臂上的并联缓冲电容。通- 22 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文过控制芯片 UC3875 输出移相控制信号对四个主功率管进行控制，在 A、B 两端得到脉宽可调的高频交流方波电压。通过改变全桥两臂对角线上的上下 两管驱动电压移相角的大小来调节输出电压。 由于超前桥臂仍然是零电压开关， VT1 和 VT3 选用 MOSFET 功率管， 故 它没有 IGBT 的电流拖尾现象。VT2 和 VT4 为 IGBT 管，滞后桥臂上的零电 流开关可以有效地克服其电流拖尾现象。3.2.2 高频变压器和阻断电容如图 3-2 所示，高频变压器T起到隔离降压作用，它有一个原边绕组、二 个带中心抽头的副边绕组。在U AB 为零时，串联于变压器原边的阻断电容C 使原边电流回到零，阻止变压器直流偏磁，实现变压器磁芯的磁感应复位。A T CT V5 Lb Lf C7 V6 C5 FL＋CBC6＋C8C9＋28.5V 120A图 3-2 输出整流滤波电路3.2.3 输出整流滤波电路输出整流滤波电路如图 3-2 所示。通过高频变压器与原边连接，其中， 高频变压器起到隔离降压的作用，它有一个原边绕组，两个带中心抽头的副 边绕组。变压器副边的高频交流方波电压经过整流和滤波电路后，可以得到 所要求的 28.5V直流电压。其中V5、V6 为整流二极管；L f 为输出滤波电感； C5、C6、C9 为输出滤波电容；C7、C8 组成的滤波电路可以滤除外部杂音； FL为分流器，用于测量输出电流。3.3控制及其保护电路设计3.3.1 UC3875 简介3.3.1.1 PWM 控制信号 UC3875 是属于UC1875 家族的软开关电源移相PWM控制集成电路，可- 23 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文分别实现两个半桥开关电路的相位控制与高频下的恒频ZVS软开关控制，它 的四个输出端分别驱动A/B、C/D两个半桥，在UC3875 控制下，两个半桥都 能单独进行导通延时（即死区时间）的调节控制，在死区时间内，下一个导 通管的电容可以有时间完成充放电的过程，从而为即将开通的开关管的零电 压开通准备好条件。从而使得全桥变换拓扑下移相控制的优点得到完美的体 现。这种控制芯片在电压模式和电流模式下都可以工作，并且提供一个独立 的过电流关断以实现故障的快速关断。 UC3875 的四个输出控制引脚OUTA～ OUTD所输出的控制信号如图 3-3 所示，这是一种恒频、脉宽调制方案。A、 B分别是超前桥臂VT1、VT3 的控制信号，C、D分别是滞后桥臂VT2、VT4 的控制信号 [9] 。OUTA t OUTB t OUTC t OUTD t图 3-3 开关管的驱动波形示意图3.3.1.2 UC3875 电气特性及引脚介绍 a) 可实现 0～100%的占空比控制； b) 实用的开关频率可达 2MHz； c) 两个半桥输出的导通延时都可单独编程； d) 欠压锁定功能； e) 软启动控制功能； f) 锁定后的过电流比较器在整个工作周期内均可重新启动； g) 4 个 2A 图腾柱式输出级； h) 10MHz 误差放大器； i) 在欠压锁定期间输出自动变为低电平； j) 启动电流只有 150μA； k) 5V 基准电压可以微调。 图 3-4 为UC3875 芯片内部框图 [9] 。UC3875 各引脚功能如下： 基准电压：UC3875 提供了一个 5.0V的精密基准电压源V REF（pin1） ，可 为外部电路提供大约 60mA的电流，内部设有短路保护电路，该电压在Vin欠- 24 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文压锁定时消失。V REF 也有欠压锁定输出功能，只有当V REF 达到 4.75V时，芯 片才正常工作。为了获得最佳基准电压，在V REF 脚和GND(地)脚之间应当接 入等效串联电阻(ESR)和等效串联电感(ESL)很小的 0.1μF滤波电容。频率 设置 时钟 斜率16 17 18高速振荡器D Q S Q延时A谐波发生器 和斜率补偿延时B10 14 12 13 15Vc 输出A PWR/GND 输出B 延时设置 A-B 输出C斜坡 19 误差放 大输出 2 (比较) E/A(-) 3 E/A(+) 4 软启动 6 C/S(+) 5 2.5V+1.3VSQ R PWM闭锁 (S-DOM) 延时C9 8 7 111V Vcc延时D输出D 延时设置 C-D Vin过流和 软起动 逻辑300uA内部偏置 5V基准发生 器门限10.75/9.254.8V1 基准电压 20 地图 3-4UC3875 内部框图Vc（输出级开关管的电源电压） ：UC3875 的 Vc（pin10）是为输出驱动 级和辅助偏置电路供电，当 Vc 高于 3V 就可正常工作，大于 12V 性能最优。 Vc 必须通过一低等 ESR 和 ESL 的旁路电容接到功率地（pin12） 。 Vin（芯片的电源电压） Vin（pin11）给逻辑和模拟电路供电，不直接 ： 与驱动输出端相连。 正常工作时， 必须高于 12V。 Vin 同样 Vin 到信号地 （pin20） 必须接低 ESR 和 ESL 的旁路电容。 Vin 的旁路电容和频率设置端的时间常数 电容都必须以信号地为参考。 地（信号地 GND） ：所有电压都是相对于地（pin20）测量的，所有电压 都以 GND 脚的电压为基准。接在频率设置脚的定时电容、接在基准电压脚 的旁路电容、接在 Vin 脚的旁路电容都应当直接接到靠近 GND 的地线上。 PWR GND（功率地） ：Vc 脚应当接入一只陶瓷旁路电容，该电容器的另 一端应接到与功率地脚相连的功率地线上。电路中所需要的任何储能电容都- 25 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文应与该电容并联。为了抑制噪音和降低直流压降，功率地和信号地也可直接 在某一点连接在一起。 频率设置：UC3875 芯片内部有一个高速振荡器，通过在频率设置脚 （pin16）和信号地端之间接一个电容C FR 和电阻R FR 可以设置振荡频率f，从 而设置输出级的开关频率。 f =4/(R FR C FR ) (3-1) 时钟：为了能让多个芯片并联工作，UC3875 提供了时钟/同步功能脚 CLOCK/SYNC（pin17） 。虽然每个芯片自身的振荡频率不同，但一旦它们连 接起来，所有芯片都同步于最快的芯片，即所有芯片的振荡频率都变为最高 的振荡频率。 芯片也可同步于外部时钟信号， 只要 17 脚接一个振荡频率高于 芯片固有振荡频率的外部时钟信号。 如果 17 脚作为输出用， 则它为外部电路 提供一个时钟信号。 斜率：斜率设置脚Slope（pin18）与Vc脚之间的电阻值R slope ，确定产生 斜坡电压的电流。该电阻若接到直流输入电压端，可以提供电压反馈。 斜坡：斜坡脚（pin19）为PWM比较器的输入端，在该脚与GND之间应 接入一只电容器C Ramp ，则斜坡电压的斜率K： K= dV 取样电压 = dt RslopeCRamp (3-2)由于斜坡输入与PWM比较器的输入端之间有一个 1.3V的补偿电压，因 此，误差放大器输出电压不能超过斜坡峰值电压，同时若适当地选择R slope 和C ramp 的值，就很容易实现占空比钳位。 误差放大器输出：误差放大器输出端（pin2）电压低于 1V 时，相移角将 为 0 度，由于误差放大器只能输出很小的驱动电流，所以输出低阻源时输出 可能过载。 E/A-（误差放大器反相输入端） ：E/A-（pin3）一般接输出反馈电压。 E/A+（误差放大器同相输入端） ：E/A+（pin4）一般接基准电压。 软启动：软启动端（pin6）与信号地之间接一电容 Css。当此端正常工作 时，内部有一个 9μA 的电流源给外接电容 Css 充电，最后达到 4.8V。软启 动端在芯片内部与误差放大器的输出相连，当误差放大器的输出低于软启动 端的电压时，误差放大器的输出电压被钳位在软启动端的电压值。因此软启 动端工作时，输出级的移相角从零度逐渐增加，使全桥变换器的输出脉宽从 零开始慢慢增大，直到稳定工作，这样可以减小主功率开关管的开机冲击。 改变电容的容值，可以改变软启动的时间。Vin 低于门槛电压或 C/S+端的电- 26 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文压高于 2.5V 时，软启动端放电接地。 C/S+（电流检测） ：电流检测端 C/S+（pin5）为过流比较器的同相输入 端，反向端接 2.5V 的参考电压，当 C/S+脚的电压达到或超过 2.5V 时，电流 比较器输出低电平，软启动电路工作，输出级的移相角从零度慢慢增大。 输出 A～输出 D（OUTA～OUTD） ：OUTA（pin14） ，OUTB（pin13） ， OUTC（pin9） ，OUTD（pin8） ，它们用于驱动全桥变换器的四个开关管。四 个输出（A、B、C、D）均为图腾柱输出方式，驱动能力达 2A。A、B 控制 滞后桥臂，C、D 控制超前桥臂。 延时A-B、延时C-D（输出延时控制） ：为了防止同一桥臂的两个开关管 同时导通，同时给开关管提供软开关的时间，两个开关管的驱动信号之间应 该设置一个死区时间。 芯片为用户提供了两个脚： A-B死区设置脚DELAY SET A-B（pin15）和C-D死区设置脚DELAY SET C-D（pin7） 。在死区时间设置脚 与信号地GND之间并接一个电阻和电容，就可以分别为两对互补的输出信号 A-B、C-D设置死区时间。选择不同的电阻和电容，就可以设置不同的死区时 间 [9] 。62.5 ×10?12 62.5 ×10?12 × RDELAY T死 = sec = IDELAY DelayVoltage(3-3)3.3.2 控制电路设计UC3875 的控制电路如图 3-5，一些主要引脚的设置如下： 第 10、11 脚接辅助电源的+12V 输出。 第 6 脚为软启动脚，查手册接 1μF 电容器。 频率设置脚（16 脚）与地之间接入 36k? 的电阻和 0.0022μF 的电容， 根据式（3-1）可以得到 UC3875 的锯齿波振荡频率为 50kHz，由于电阻、电 容值及 IC 内部电路偏差，实际测得频率约为 60kHz，主功率开关管的工作频 率约 30kHz。 第 7 脚、第 15 脚死区时间的设定：查手册知道，当工作电压为 12V、死 区设定脚接地电容为 0.01μF 时，延时设定电压的典型值为 2.4V。选择 7 脚 与地之间的延时电阻为 47k?、15 脚与地之间的延时电阻为 82k?，根据式 （3-3）可以计算出，由第 7 角确定的超前桥臂开关管的死区时间为 1.2μS、 由第 15 角确定的滞后桥臂开关管的死区时间为 2.1μS。 在本电路中，滞后桥臂采用 IGBT，设置滞后桥臂开关管的死区时间大 于超前桥臂开关管（MOS 管）的死区时间。- 27 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文2R18 +12V CL+ UO+2VD9 2VD8 2VZ4 G2W1 VADJ 2R9 2Z12T12R152VD72V122R19 2VZ5&A&VI VC 2C1 1 2R1 2C2 2 2V3 4 OUTA OUTB 2IC1 14 13 2VD6 2VD5 10 11 2V1 2VD3 2VD4 2V2N2 2R14 2R16 2R17 2V13 2VZ3 2C9E7.5V N12R52R32R22V4G N3 16V &B&2VD12R4 2R635UC3875 16V E OUTC 9 8 2V5 2V6 2VD10 2VD11 15 20 12 19 2VD13 2VD12 2V7 G 16V &C& +12v2C3 2VD2 2C4 2R7 2R8 2C5 2C6 +12v R1 RT CT7 6 18 16OUTD2R102C72C8 2R13 2V82T22R112R12 2V9 N4 E2VS1N5 2R20 2C11 G N6 CT 2VD14 2R21 +12V CL+ 2VD15 2C18 2V17 2R22 E 2R32 2R30 &D&+12V VOUT 2R25 2R23 2R272 3 42R262IC2 LM39312R312VZ5 2W22V182R29 2R24 2C20 2R288+12V图 3-5 控制和保护电路3.3.2.1 驱动电路设计 MOSFET 及 IGBT 管驱动电路的设计必须考虑以下几个因素： a) 能提供足够大的电流，在所要求的开通和关断时间内，对MOSFET 和IGBT的输入电容C iss 充电和放电，驱动源的内阻必须满足上升时间T r 和下 降时间T f 的要求； b) MOSFET 和 IGBT 关断时，驱动电路提供反偏电压，以防受到干扰 时误导通； c) 驱动信号在电气上要求隔离。 本电路采用的驱动电路如图 3-5 所示。 由 UC3875 产生的驱动信号经 2V1～2V4 组成的桥式电路、驱动脉冲变 压器 2T1，脉冲变压器的次级分二组，分别驱动主功率回路逆变桥的一组桥 臂，当 UC3875“OUT A” 输出脉冲时，2T1 的 N2 输出脉冲电压，经 2R15、 2VD7、2VD8 送到 IGBT （VT1）的栅极与发射极，使 VT1 导通，OUTA 关- 28 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文断时，由 2R18、2VD9、2C9、2VZ3 组成的反偏电路提供反偏电压，此时， 2V12、2V13 导通，提供低阻抗的放电回路。该驱动电路结构简洁、性能良 好，满足上述几个要求。 3.3.2.2 电压反馈环节设计 电源的输出电压U O 经过电阻分压后送入UC3875 的内置误差放大器反相 输入端 （第 3 脚） 与参考电压进行比较以调制相移来达到四个主功率管的控 ， 制脉冲宽度的调制。3.3.3 保护电路设计a) 过流保护 过流保护信号取自 CT， 2VD14、 由 2VD15 整流， 2C18 滤波， 2R21、 2R22 分压后送至 UC3875 的 Pin5，当分压后的直流超过 2.5V 时，保护动作。 b) 过压保护 过压保护由稳压管 2Z1、限流电阻 2R9、2VS1 及 2V9 组成，当电源输出 电压U O 高于 35V±1V时，稳压管击穿，可控硅（SCR管）2VS1 导通，2V9 导通，经 2R10 送至UC3875 的Pin5，禁止输出脉冲，实现过压保护。 c) 欠压保护 输出电压U O 经 2R23、2W2、2V25、2V18、2IC2 等组成，当开机后，由 于输出电压尚未建立， 由电容 2C20 延时， 2IC2 保持输出高电平， 使 保证 2V17 截止，当输出电压正常后，2VZ5 击穿，2V18 导通，2IC2 仍保持输出高电平， 2V17 仍截止，当输出电压低于设定值时，2VZ5 截止，2V18 截止，经 2C20 延时后，若继续欠压，2IC2 输出低电平，2V17 导通，此时，2VS1 导通，欠 压保护动作。一旦出现保护，不能自动恢复，必须切断输入电源，过数秒钟 后，重新开机。3.4主电路参数设计主要进行高频变压器的设计、输出滤波电感的设计、输出滤波电容的设 计、变压器原边隔直电容的设计以及功率开关管的选择。3.4.1 高频变压器的设计3.4.1.1 电源要求 输入电压：380V（-10%～+6%） 50Hz；- 29 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文额定输出电压：DC 28.5V ； 输出电压调整范围：DC 23.5 V～32.5V； 额定输出电流：120A； 变换电路：全桥逆变（副边为全波整流） ； 变换频率：30kHz。 3.4.1.2 变压器规格及材料 规格：80×50×25mm 环形变压器； 材料：1K107A 非晶。 3.4.1.3 磁芯截面积 Ae 磁芯截面积：Ae=(8-5)/2×2.5×0.8=3cm?（0.8 为环形变压器卷绕系数） 3.4.1.4 变压器初级绕组匝数 N p N p =U in(min) ×10 8 /(4×f× Bm×Ae)=420×10 8 /(4×30×10 3 ×3000×3) =38.9（匝） 式中：U in(min) ―变压器最低输入直流电压（V） ； f ―变压器工作频率（Hz） ； Bm ―变压器磁通密度（Gs） ，取 3000； Ae ―变压器磁芯截面积（cm?） 。 最低输入直流电压最大脉动值为最低交流电压峰值的 5%。 U in(min) =380×1.35×0.9×0.95=439（V） ，充分考虑各种损耗，U in(min) 取 420V DC。 为使次级绕组能取整数，初级定为：40 匝。 3.4.1.5 变压器次级绕组匝数 Ns 变压器的变比K = U in(min) /(U out(max) /D sec(max) )=420/( (32.5+2.5)/0.8)=9.6 取变压器的变比Ｋ为 10。 N s =N p /K=40/10=4（匝） 式中D sec(max) ―副边的最大占空比，取 0.8； U out(max) ―输出电压最大值(包含整流压降及输出滤波电感上的直流 压降)。 3.4.1.6 原副边绕组导线根数 导线的集肤深度： =66.1/f 1/2 ， Δ 30kHz时导线的集肤深度 Δ 为 0.3815mm， 选择导线时，导线直径一般不大于 2 倍的集肤深度 [7] 。 为接近标准导线线径，使用导线直径 D=0.8mm； 每根导线的截面积：S w =3.14×(0.8/2) 2 =0.5mm 2 ；- 30 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文变压器导线电流密度 J，一般取 3～5A/mm?；现取 3.5A/mm?。 a) 变压器原边有效值电流最大值I p(max) I p(max) =P o(max) /(η ×U in(min) )=(32.5+2.5)×120/(0.85×420)=11.76 式中P o(max) ―变压器的最大输出功率； η ―变换的效率，取 0.85。 b) 原边绕组的导线根数W Np W Np =I p(max) /(J×S w ) =11.76/(3.5×0.5) =6.72 根 取原边绕组的导线根数为 7 根。 c) 副边有效值电流最大值I sec(max) I sec(max) =I o(max) /1.414 =120/1.414=85 式中I o(max) ―输出电流最大值。 d) 副边绕组的导线根数 WNsec WNsec=Isec(max)/(J×Sw) =85/(3.5×0.5) =48.6 根 为方便绕制、减少漏感，副边绕组采用二组，故每组取整数为 24 根。3.4.2 输出滤波电感L f 的设计选择输出滤波电感电流的脉动为最大输出电流的 10%， 当输出电流在 5A 时，应保证电感电流连续，输出滤波电感可按下式计算： L f =Uo×(1- Uo/(V inmax /K-U lf -U D )) /(2×(2f)×I Omin ) （3-4） 当输入电压最高U inmax =564VDC、 f=30kHz 、Uo=28.5V、K为高频脉冲 变压器变比、输出电感上的直流压降U lf 取 1.5V、整流二极管压降U D 取 1V， 由式（3-4）计算得：L f =22μH。3.4.3 输出滤波电容 C 的选取输出滤波电容的容量与电源对输出电压峰峰值 △ Vp-p 有关， 设输出电压 最大纹波 △ U 0 =100mVp-p ，则由下式选取滤波电容。 C= L f I 2 omax /（U 2 OP -U O 2 ） =55481μF 考虑选择时，还需涉及串联等效电阻 ESR 的影响，因此在实际选用电容 时，一般选择多个电解电容并联使用，采用 80000 μF，用 8 个 10000μF 并联 使用。3.4.4 主功率管的选择考虑到功率器件的开关速度和驱动电源的简洁，选用 MOSFET 与 IGBT- 31 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文来构成全桥电路。 a) 额定电压 前面已知， 整流后的直流母线电压最大值为 564V， 因此我们选用功率开 关管的额定电压为 1200V。 b) 额定电流 输出滤波电感电流的最大值为I lf(max) =120A，那么，变压器原边电流最大 值为I p(max) =120A/K=120/10=12A，这也是功率开关管中流过的最大电流。考 虑到 2 倍余量，可用选用大于 2×12=24A的功率开关管。 主功率管处于 FB-ZVZCS 工作状态，按其工作方式又可将超前桥臂称为 移相桥臂、滞后桥臂称为固定桥臂，移相桥臂选用 IXYS 公司生产的 IXFN 26N90，其额定值为 26A 2 只，组成移相桥臂，由于移相桥臂关断时，承受 最大关断电流，MOSFET 的关断速度极快，为几十纳秒，用较小的并联电容 即可实现零电压关断。固定桥臂则采用 APT 公司的 50GF120JRD，其额定值 为 50A 1200V。3.4.5 移相桥臂并联电容C r 的选择移相桥臂并联电容是为了实现零电压开关，以减小关断损耗。其充放电 时间为t 01 ,它应小于同一桥臂所设定的死区时间。 C r =I P0 ? t 01 /（2V in ） （3-5） 式中： I P0 为流过功率管的峰值电流，取t 01 =3t f ，查资料：IXFN 26N90 的t f =90ns，I P0 =8.7A，U inmax =564V， 由式（5-4）可计算得：C r =2.08nF，实 际取得：t 01 =1μs，C r =3.3nF。3.4.6 隔直电容C b 的选取在满载时，隔直电容上的电压峰值U cb =20%V in ，C b =I PO ? t on /（2U cb ） ，由 上式计算得：C b =0.5μF，实际取C b =1.0μF。3.5变换器的结构设计好的电路拓扑可以改善变换器的电磁兼容性能，良好的结构布局可以改 善变换器内部的互相干扰，优秀的屏蔽措施可以提高变换器的电磁泄漏 [41] 。 为了提高变换器的电磁兼容性指标，在结构设计上做到了以下几点： a) 机箱内部采用隔离舱措施，各功能模块分开布局，相互隔离；- 32 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文b) 功率变压器、滤波电感、功率器件等尽量远离机箱的边缘，并尽可 能的采取二次屏蔽措施； c) 输入、输出接口尽量采用电连接器形式，并远离变换器的面板； d) 变换器的通风孔尽量采用屏蔽效果比较优越的蜂巢式屏蔽通风板； e) 各结构件之间采取连续导电连接措施， 减少结构件缝隙的电磁泄漏。3.6原理样机设计根据前几节的设计结果，设计生产了一台样机，样机示意图见图 3-6。图 3-6 样机示意图 由图 3-6 可以看出，该电源按照输入、输出、显示、转换等功能分成了 4 个区域，以减少相互之间的干扰。为了进一步减少电磁泄漏，前面板的通 风孔采用了屏蔽效果较好的蜂巢式屏蔽通风网。3.7本章小结对主电路、控制电路、监控保护电路等分别进行了电路设计，给出了能 达到指标要求的主要电路参数的设计方法和计算过程。在变换器的结构设计 方面，给出了能提高电源电磁兼容性的方法。最终完成了大功率移相全桥软 开关电源的样机。- 33 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文第 4 章 样机试验结果及系统仿真分析4.1 引言为了验证所设计电源样机的性能，进行了试验分析，取得原始数据。并 使用仿真软件，对利用饱和电感实现 ZVZCS 移相全桥变换器进行仿真运算， 以证明本文选定的方案的有效性。4.2试验结果及其分析通过试验可以得到如下结果： 输出电压不随负载的变化而变化，稳压精度可达到 0.1%； 输入电压范围宽：可以达到±10%。 在样机的试验过程中，利用 FLUKE 示波器测得了部分试验波形，本节 中的图 4-1～图 4-4 就是利用 FLUKE 示波器测得的试验波形。 图 4-1 是滞后桥臂的零电流开通波形，从图中可以看出，滞后桥臂几乎 是在初级电流为零的时刻开始开通。图 4-1 滞后桥臂的零电流导通波形图 4-2 是滞后桥臂的零电流关断波形，从图中可以看出，滞后桥臂几乎 是在初级电流为零的时刻开始关断，实现了滞后桥臂的零电流开关。图 4-2 滞后桥臂的零电流关断波形- 34 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文由于变换器内部采用了无源功率因数补偿技术，变换器空载时功率因数 约为 0.65，当输出负载电流为 10A 时，功率因数约为 0.85，当负载电流超过 30A 以后，功率因数达到 0.93。该种无源功率因数补偿技术，在输出负载较 大时可以改善功率因数。图 4-3 突加负载电压电流波形图 4-3 是电源突加负载时的电压、电流波形，突加 80A 电流，输出电压 稳态跌落 30mV，图 4-4 是电源突卸 80A 负载时的电压、电流波形，在突加、 突加负载时，输出电压很快就能达到稳定，电源具有较好的动态性能。图 4-4 突卸负载电压电流波形根据上述试验结果完善后的变换器，按照 GJB151A 进行了电磁兼容试 验，其电磁兼容性能有了很大程度的提高，基本满足了 GJB151A 的要求。 图 4-5 是 25Hz~10kHz(CE101)电源线传导发射的测试波形图，图中，5、 7、11、13 次谐波超过基准线，其余波形均在基准下以下，最大超标在 5 次 谐波处，最大超标约 16dB，和硬开关状态的变换器的超标量略有减少，但不 明显，从而得出该项指标的超标和变换器的功率因数基本无关，该项指标的 超标主要应是输入全桥整流后的奇次谐波引起的，要想提高该项指标，必须 想办法消除整流后的奇次谐波成分。- 35 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文图 4-5CE101 项目测试波形图图 4-6 是 10kHz~10MHz(CE102)电源线传导发射的测试波形图，图中所 有曲线均在基准线以下，满足 GJB151A 的要求。图 4-6CE102 项目测试波形图- 36 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文图 4-7、图 4-8 是 25Hz~100kHz(RE101)磁场辐射发射的测试波形图，该 项指标在 60kHz 附近约超标 1.8 dB，其余曲线均在基准线以下。图 4-7RE101 项目测试波形图 1图 4-8RE101 项目测试波形图 2- 37 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文图 4-9、图 4-10 是 10kHz~18GHz(RE102)磁场辐射发射的测试波形图， 图中所有曲线均在标准线以下，该项指标已经满足 GJB151A 的要求。图 4-9RE102 项目测试波形图 1图 4-10RE102 项目测试波形图 2- 38 -哈尔滨工业大学工程硕士学位论文4.3系统仿真4.3.1 Matlab 中仿真工具 Simulink 简介Matlab软件是目前最流行的仿真工具软件之一，它可以进行科学计算和 控制系统的仿真。它除了传统的交互式编程之外，还提供了丰富可靠的矩阵 运算、图形绘制、数据处理、图形处理、方便的Windows编程等便利工具 [42] 。 人们能够利用它的配套工具箱和仿真环境Simulink来进行有关问题的仿 真研究。近几年，Simulink已经在学术和工业等领域得到了广泛的应用，用 它可以进行动态系统的建模和仿真， 也可以很随意地建立各种模型。 Simulink 仿真是交互式的，可以很随意的改变模型的参数并且马上就可以看到改变参 数后的结果。Simulink实际上是一种图形化模型输入与仿真工具，它含有很 多预定义模块，用户可以使用它们，根据问题需要方便的建立具体的仿真模 型。 对于电力电子工程师来说， Simulink 中包含一个“电源系统模块集(Power System Blockset)”，利用该模块集可以对电力电子系统进行建模、仿真和分 析， 并借助于 Matlab 中其他分析和可视化工具对仿真的结果进行分析并且使 之可视化。这就可以激励工程师们不断的提出新问题，并对问题进行建模， 最后得到仿真结果。4.3.2 仿真模型的建立4.3.2.1 主电路拓扑结构 基于 Simulink，本文