saber实用实例：基于理想开关的BUCK开环仿真
仿真之前，先做简单的设定和计算：
输入电压20V，输出电压10V，那么稳态占空比是0.5。
输出电流10A，那么负载电阻是1。
设定电流纹波系数为0.4，纹波电流峰峰值为10A*0.4=4A。
设定开关频率为100kHz，开关周期为10us，那么电感量为：
L=（20V-10V）*（10us*0.5）/4A=12.5uH。
电容根据经验值取100uF，电容的大小将决定输出电压纹波的大小，取的大一点，输出电压纹波小一点，大家可以自由选取，观察输出电压纹波的大小。仿真的优点就是你可以随心所欲的选取你的参数，来观察不同的仿真结果，而不用劳心劳力的去焊板子调试，示波器观测。
参数计算完成之后，下面要在saber中添加元器件，绘制原理图了：
（1）驱动开关
（2）clock_l4驱动开关
首先，我们要添加一个开关管，你可以添加一个真实的MOSFET，也可以用一个模拟开关替代，由于本示例仅仅是验证BUCK电路的原理，所以选择了模拟开关。在search检索栏中输入关键字switch确认，在检索结果中选择switch，analog&SPST&w/logic&Enbl，双击添加到原理图中。
在原理图中双击该器件，打开属性栏，需要设置一些关键参数，ron即开关导通时的阻抗，此处保持默认值0.001，roof即开关管关闭时的阻抗，此处保持默认值1meg（1兆欧），如果你想改变导通和关断阻抗也是可以的，还是那句话，随心所欲。ton和toff是两个关键参数，即开关管的开通时间和关断时间，表示开关管的开关速度，理论上我们希望开关速度越快越好，比如你可以设置为1ns（注意，必须大于0，所以不能设置为0），但是这两个值影响到saber仿真的时间步进，即saber仿真参数中的Min&Time&Step必须小于ron和roff，否则仿真进程会因为错误而无法进行。所以如果ron和roff设置的太小，仿真参数中的Min&Time&Step也必须设置很小，导致仿真速度很慢，需要等待很长时间才能结束仿真进程，尤其是在大型的系统仿真中，由于电路结构复杂，元器件多，saber的计算量很大，如果时间步进再设置的很小，可能需要几十分钟的时间来仿真一个几十毫秒的仿真进程。当然，您也可以泡一杯咖啡或一杯茶，悠闲的等待。在本示例中，为了节约时间，设置ron和roff为100ns。
添加了开关管之后，还需要添加一个驱动信号，由于我们使用的模拟开关是逻辑使能的，所以需要一个逻辑时钟信号来驱动它。
在器件搜索栏中输入logic&clock，双击搜索结果，添加到原理图中。然后再双击原理图中的器件，打开属性栏设置参数，有两个关键参数，
一个是freq，即频率，此处输入100k，默认单位是Hz，所以不需要画蛇添足的输入单位。此处再说明一下，saber的参数设置中，所有的参数都是有默认单位的，频率是Hz，时间是s，电压是V，电流是A，功率是W，以此类推，并不需要我们输入单位符号。
第二个参数是duty，即占空比，此处输入0.5。
在器件搜索栏中输入v_pulse，双击搜索结果，添加到原理图中。
接下来，依次添加电感（关键字inductor搜索），电容（关键字capacitor搜索），二极管（关键字diode搜索）到原理图中，diode检索后选择diode，ideal，即理想二极管。
添加完成之后，修改必要的参数，电感修改参数栏的l值，输入12.5u，电容修改参数栏的c值，输入100u，二极管修改参数栏的Von值，输入0.3V（肖特基二极管的导通压降）。负载电阻的rnom值修改为1。
所有器件参数设置完成，进行仿真参数设置，如下：
为什么要仿真10ms？是因为我们的开环电路，一开始就是0.5的占空比，电感电流为0，电容电压为0，会有一个震荡的过程，直到达到稳态值。
在这里我们希望看到的是稳态值，而不是震荡的过程，所以仿真进程设置10ms，以使时间长度足够观测到稳态值。
仿真结果如上图所示，在经过1ms左右的震荡之后，电压和电流逐渐达到稳态值，输出电压为9.87V，与我们计算的10V有些误差，为何？因为在我们的电路中开关管有导通阻抗，二极管有导通压降，这是在计算时没有考虑的，所以仿真结果与计算值有些出入。
在上图所示的时间轴上，如红色标记所示，鼠标左键按住不放，向右移动一段距离后松开，即可把此段时间内的波形展开：
同样的方式继续展开时间轴，直到能够看到完整清晰的电感电流波形和电容电压波形，如下图所示：
测量结果显示，电容电压纹波为0.05V，电感电流纹波为4.06A。如何进行精确的测量？
如上图所示，在Tool中选择measurement&tool，弹出菜单，点击measurement右边的可选框，弹出下拉菜单，选择levels中的peak&to&peak，即可测量峰峰值，同时可以看到菜单中的选项非常丰富，跟示波器的使用方法类似，可测量最大值，最小值，峰峰值，平均值等，在time&domain选项中还可以测量各种跟时间相关的量。
至此，一个BUCK电路的开环仿真就完成了，你也可以尝试仿真BOOST，BUCK-BOOST等电路的开环仿真，用几分钟的时间，完成了一个电路的仿真，看到了和示波器中一样的电压或电流波形，效果是多么的美妙啊。
大部分的调试工作都是可以通过仿真来替代的。大部分的设计工作都是可以通过仿真来验证合理性和可行性的，一旦您掌握了仿真的方法，并能够熟练的使用，你将终生受益，你可以摆脱大多数低效的调试工作，可以节约大量的时间和精力，可以直观的看到你的设计结果，而不仅仅是计算书中的计算公式和枯燥的数字。
当你有一个对于电路的新的想法和思路，如果你要验证它，你可能要花费几天甚至几个月的时间去准备器件，焊板子，调试，直到获得结果。可是如果你用仿真的方法，也许几分钟就搞定了，并且通过更改电路和参数，许多灵感就会迸发出来。
对于很多无法通过精确计算来推算的电路，我们通过仿真就可以获得精确的结果，这对于非线性系统的解决方案而言，真是事半功倍啊，为什么要去求解复杂的矩阵方程？我需要的仅仅是结果而已，过程的推导留给大学老师吧。仿真可以让我们从复杂的计算中解脱出来，随心所欲的更改电路参数，然后获得直观的结果，当你掌握诀窍的时候，你可以让自己的开发效率提高十倍！
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一、(输入输出)滤波网络在电路中的地位
拓扑电感(变压器)是拓扑需要，滤波电感是纹波需要，只有当拓扑电感不足以满足纹波要求时，才使用滤波电感(增加LC滤波网络)。
这意味着：
1、如果拓扑电感满足纹波要求，可以不要滤波电路。
2、当拓扑电感不能满足纹波要求时，才另外单独考虑滤波电路。
3、拓扑电感的主要任务是应对拓扑需要的能量转移，而不是应对纹波的。
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点击这个计算器图标：
下面拉任...
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设计举例：反激变压器
?开环联合仿真
以 100W 24V 全电压反激变换器为例，最简洁的开环仿真电路如图（仿真压缩文件 FB1 附后）：
注：这里采用无损吸收方式，以便更仔细的观察吸收的细节和效果。
主要设计参数为：
?输入电压85~265VAC，对应最低100VDC，最高375VDC；
? 输出电压24V；
?输出功率100W，考虑过载20%，即120W，对应负载阻抗4.8欧姆；
?PWM 频率 50KHz。
先采用一个2绕组线性变压器仿真。 先初步拟订的变压器参数如下：
其中暂定的偶合系数 k=0.985，可表达约3%的典型漏感。
先用 极端高压（375VDC）仿这个电路：
占空设在0.2左右。调整变压器次级电感 ls，使输出达到 24V。观察 Q1 的电压波形，电压应力明显分为两部分，一部分是匝比引起的反射电压，最前端还有个漏感引起的尖峰电压。D3 的电压波形亦如此。
增加 ls 值可以降低 Q1 的反射电压，同时增加 D3 的反射电压。调整 ls 使 Q1 的反射电压低于一个可以接受的值，D3 选择范围较宽，可暂不仔细追究。
增加吸收（即 C1 容量）可以降低漏感尖峰电压，同时调整 L1 电感量使 C1 电压刚好可以放电到 0V，最终使尖峰电压低于一个可以接受的值。
不同 lp 的值对应一个恰当的 ls 值，可以获得一个最大的占空比，足够的占空比才能保证高压轻载的调节性能。
以上调整应始终使输出保持在 24V 条件下进行。
在 C1=15nF，L1=470uH 条件下，可以得到如下一组数据：
我们暂时按照占空比=0.22 这一组数据进行下面的设计。
再用极端低压（100VDC）仿这个电路，增加占空比，直到输出达到 24V，此时占空比 0.521。观察原边绕组电流波形，可以看出还有相当程度的电流连续（模式）。
平均电流 1.72A，峰值电流 Im=4.17A
? 变压器仿真
将上述线性变压器 B1 复制到类比仿真电桥的左边，同时在右边放一个非线形变压器 B2，初步拟订磁芯为 EE2825，接线和初步设置的参数如图：
调整电源电压（41.8V），使 B1 初级回路的峰值电流刚好达到 lm=4.17A。
检测此时 B1 的 pp 脚电压。调整 B2 初级匝数使两边 pp 脚电压达到同样的值（即感抗相等电桥平衡），得到初级76匝。波形不失真，说明该型号磁芯够大。
加大电压（也就是电流），直到右边波形失真，说明变压器 B2 进入饱和。
临界失真的电压大致为 68V，与标准电流电压 41.8V 之比为 163%，这就是抗饱和安全系数。
如果对上述结果满意，把两边接线改到 sp 脚。调整 B2 次级匝数使两边 sp 脚电压达到同样的值，得到次级18匝。调整气隙，会得到不同绕组参数和安全系数。
① 对于有峰值电流控制的电路来说，安全富裕很多，如果窗口允许的话，可以进一步减小磁芯。
② 对于没有峰值电流控制的电路来说，由于闭环反馈响应的设计差异，有可能在高压轻栽突然加载时，由于过补偿引起超过 Im 的峰值电流，适当富裕的安全系数是必要的。
③ 如果觉得安全系数还不够，如果窗口允许的话，可以进一步优化气隙获得更大的安全系数，或者选用更大的磁芯。
可以放一个线性电感到类比电桥上，验证一下上阶段仿真的漏感：
所有绕组电阻设置为最小，如 1p，变压器副边短路，调整电感量，使电桥平衡，得到 14uH 就是漏感，与预计的3%差不多。
实际漏感与绕制工艺、绕组（短路）电阻值、气隙、测试方法都有关系，不能精确描述和仿真，这里用偶合系数或者附加等效电感模拟，需要有点经验成分，仿多了就有数了，我这里是瞎蒙的。
? 其他感性元件
电路中 L1 的电感量 470uH，电流平均值 0.36A，有效值 0.54A，可直接选用 0.3mm 左右线径绕制的任何 470uH 的商品功率电感或者工字直插电感。也可以用附件《磁环电感精确计算电子表格》计算一个磁环电感：
Saber 中的非线性电感（变压器）是中间开气隙的 EE 磁芯模型，没有其他结构的开磁路电感模型，也缺少铁粉芯材质模型，因此此电感不能用非线性电感仿真，磁损就仿不出来了。
附：磁环电感精确计算电子表格（长按复制链接至浏览器查看）
http://www.21dianyuan.com/bbs/bbshome/topic.php?action=show_topic_tree&topic_id=5360
? 再次联合仿真
将变压器仿真获得的非线性变压器数据完善，添加绕组电阻值真实参数（rp=200mΩ、rs=25mΩ），置于主电路中。
在变压器两绕组边分别各放置1.5%的线性电感（r=0）去等效3%的漏感。
其他元件也尽量采用真实模型。
用极端高压仿，给占空0.22。调整原边匝数 np 使输出最接近 24V，再观测副边匝数 ns 对输出的影响。
这些影响主要是匝数对调节性能（占空）、反压和输出的影响，要仔细调整 np、ns，直到任何1匝的改变都是不能接受的。必要时调整 C1、L1 与之配合。
最后得到：np=76， ns=17，D=0.222，Q1 漏感尖峰电压&585V，C1=15nF，L1=510uH 这组最佳数据。
检测 D3 反压波形，漏感尖峰比较大，但没有超压，稍微吸收一下即可。增加 R1、C3 吸收。
C3 大小决定吸收功率，采用 330p，调整 R1 值，120Ω 时效果最好（反压最低），最大吸收功率&1/8W（使用 1/2W 电阻即可）。
最后的仿真电路如图（压缩文件 FB2 附后）：
再用极端低压仿，调整占空，使输出达到额定值，此时的占空即调节范围的上限。
观察各部波形，如无意外，可以仿一个较长时间，取后面波形稳定后的时段（比如仿 20ms 的后 8ms）做全面的数据收集分析。
仿真可获得如下设计参数：
· 磁芯参数：型号 EE2825，材质 PC40，气隙 2mm。
· 绕组参数：原边76匝，线径 0.7mm，副边17匝，线径 1.0mm。
· 检测参数：原边电感 460uH，电阻 200mΩ，副边电感 24.6uH，电阻 25mΩ，漏感3%。
· 运行参数：（极端低压120%超载）
· 原边：最大电流平均值 1.68A，有效值 2.27A（对应铜损 2.27^2*0.2=1.03W），峰值 4.0A，饱和电流 6.8A，抗饱和安全系数170%，输入功率 129.78W（电流波形*电压波形之平均值）。
· 副边：最大电流平均值 5.0A，有效值 7.89A（对应铜损 7.89^2*0.025=1.56W），输出功率 125.95W。
变压器最大损耗=输入功率-输出功率=3.83W，其中铜损 2.6W，磁损 1.23W。
? Q1 工作波形
· 电流应力（极端低压120%超载）：
电流连续，最大电流平均值 1.74A，峰值 4.08A，损耗 2.92W，开关损耗极低，导通损耗为主。
· 电压应力（极端高压120%超载）：
电流不连续。最高反压 587V，硬关断，平均损耗 1.62W，峰值损耗功率 1550W。
L1 最大电流平均值 0.4A，有效值 0.55A，峰值 1.1A，电感量 510uH，据此设计电感如下：
得到电阻 775mΩ，铜损 0.23W。
? 其他元件
· D1：最大电流平均值 0.341A，峰值 4.28A，损耗 0.877W，电压应力 599V，建议型号 BYV26C（需强化散热）；
· D2：最大电流平均值 0.40A，峰值 1.1A，损耗 0.352W，电压应力 637V，建议型号 1N4007；
· D3：最大电流平均值 5.0A，峰值 18.33A，损耗 5.31W，电压应力 126V，建议型号 MBR10200；
· R1：最大电压有效值 3.55V，损耗 0.105W，建议型号 120Ω 1/2W；
? 效率及损耗
总损耗和分类统计的损耗一般是不完全相等的，些许误差是由于仿真波形不稳定之故。
最大纹波发生在极端低压120%超载时，幅值 26mVpp，改用 1000uF 滤波电容，幅值上升为 57mVpp。
标准工况（300V 100W）纹波幅值&20mVpp，波形如图：
设计举例：反激变压器（验证）
有人对设计采用的极端低压（100V）不放心，这个可以简单验证一下。验证电路如下（压缩文件附后）：
电路中使用了一个恒功率负载 Rp，代替前面的 Buck 电路，取值采用其极端低压的输入功率 133W。
用设计极端低压 85VAC 经硅桥、LC 滤波供电，可得到如下验证
滤波电容 C0=100uF 时，输出电压不连续，需采用 220uF 规格，电压连续，以其寿命极限时容量下降到 180uF 为基准仿真，得到极端低压 64V。
将此极端电压代入 FB2 电路仿真，得到占空=0.655，B1 原边峰值电流 Im=4.57A。仍然小于饱和电流 6.8A，抗饱和安全系数&148%。
同时可以得到增加的整流滤波电路的效率及损耗（3.8W），继而求得总效率及总损耗。
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