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开关电源的重要元器件认识
开关电源的重要元器件认识
先看图所示的一个开关电源的简化。
可以看到，PC1、 PC2、 PC3、 Q1构成了开关电源电路的主干和骨架。PC1为专用振荡芯片，是振荡、稳压与保护的中心。PC2是一只光耦合器，跨接在一次和二次绕组之间，既将负载供电电压的采样信号传递给PC1，又起到对输人、输出供电绝缘隔离的作用。PC2可依输出侧、输入侧为界，将稳压电路切成两部分。PC3为电压基准源电路，PC2的状态，完全依赖于PC3的工作状态。两者结合，承担着对输出电压的稳压控制。V1为开关管，电路的所有控制都落实到对V1导通与截止时间的控制上。一次、二次电路的功率传递，是通过V1进行的。因其工作于高电压、大电流状态，成为开关电源电路的易损元件。
下面详解一下幵关电源电路4个元器件的工作参数和方法。
双极型器件晶体管和场效应晶体管，开关管都有采用，如图3-4所示，以场效应晶体管
型号为K1317和K2225的场效应晶体管应用最多，两者可互换。
器件互换首先考虑的是耐压和工作电流值，尤其是耐压值，应不低于1200V为宜。另
外，应注意封装形式，C极或漏极接金属散热壳体的，应加装绝缘片和涂覆导热硅脂后进行安装。
大功率晶体管，如图3-4a所示，G、 S极间并接有
几十欧姆的。测量发射结的正、反向电阻为一并接电阻的阻值。但集电结的正、反向电阻特性同一般晶体管。应与好的管子对比，测量晶体管的放大倍数，这在故障检修中尤为重要。
大功率场效应晶体管，如图3-仆所示，G、 S间并接有双向击穿二极管，在D、 S极间反向并联有二极管(有资料说，此二极管为工艺过程中自然生成)，两者都对场效应晶体管起到保护作用。测量D、 S极间呈二极管的正、反向电阻特性。对场效应晶体管的测量，应利用G、 S结电容的电荷存储特性，观测D、 S极间电阻变化的方法，检测其好坏。
故障检修中，仅靠测量管子的电阻判断其性能是不够的，一般条件下对管子的低效、老化现象是检测不出的，须根据故障现象综合分析，不放过看似"隐蔽"的故障环节和表现， "揪"出故障元件。
1.光耦合器
由于光耦电路简单，对不能共地的、电压差异较大的输入、输出信号有较好的隔离度，又具有较高的抗干扰性能，故在幵关电源电路、数字隔离和模拟信号传输通道中被广泛采用。更换损坏光耦器件时，要充分考虑其在电路中的位置和作用，用同类型光耦器件进行代换。
在变频器电路中，常用到3种类型的光耦合器（不只是开关电源电路中的应用，在此一并交待一下)，一种为晶体管型光耦耦合器，如PC816、PC817、 4N35等，常用于开关电源电路的输出电压采样和电压误差放大电路，也应用于变频器控制端子的数字信号输人回路。3种光耦合器结构如图3-5所示，输人侧为一只发光二极管，输出侧为一只光敏晶体管。第2种为集成电路型光耦合器，如6N137、 HCPL2601等，其频率响应速度比晶体管型光耦合器大为提高，输人侧发光管采用了延迟效应低微的新型发光材料，输出侧为门电路和肖基特晶体管构成，使工作性能大为提高。在变频器的故障检测电路和开关电源电路中也有应用。第3种为线性光耦合器，如A7840。便于对模拟信号进行线性传输，A7840往往与后续运算电路相配合，实现对输入信号的线性放大和传输。
(1)第一类型的光耦合器
输入端工作压降约为1.2V，输人最大电流50mA人；输出最大电流1A左右，因而可直接驱动小型继电器，输出饱和压降小于0.4V。可用于几十kHz或较低频率信号的传输。
测量方法：
1)数字式万用表二极管档，测量输入侧正向压降为1.2V，反向无穷大。输出侧正、反压降或电阻值均接近无穷大。
2)用指针式万用表的X 10K电阻档，测其1、 2脚，有明显的正、反电阻差异，正向电阻约为几十、11，反向电阻无穷大；3、 4脚正、反向电阻无穷大。
3)两表笔测量法。用指针式万用表的X 101；电阻档(能提供15V或9V、几十uA的电流输出)，正向接通1、 2脚(黑表笔搭1脚），用另一表的X"电阻档测量3、 4脚的电阻值，当表笔接入1、 2脚时，3、 4脚之间呈现20K左右的电阻值，脱开1 、 2脚的表笔，3、4脚间电阻为无穷大。
4)可用一个直流电源串人电阻，将输入电流限制在10mA以内。输人电路接通时，3、4脚电阻为通路状态，输人电路开路时，3、 4脚电阻值无穷大。
3、 4种测量方法比较准确，如用同型号光耦器件相比较，甚至可检测出失效器件（如输出侧电阻过大）。
上述测量是新器件装机前的必要过程。、对上线不便测量的情况下，必要时也可将器件从电路中拆下，脱机测量，进一步判断器件的好坏。
在实际检修中，脱机测量电阻不是很便利，上电检测则较为方便和准确。要采取措施，将输入侧电路变动一下，根据输出侧产生的相应的变化（或无变化卜测量判断该器件的好坏。即打破故障中的"平衡状态"，使之出现"暂态失衡"，从而,故障原因暴露出来。光耦器件的输入、输出侧在电路中串有限流电阻，在上电检测中，可用减小《并联）电阻和加大电阻的方法（将其开路）等方法，配合输出侧的电压检测，判断光耦器件的好坏。部分电路中，甚至可用直接短接或开路输入侧、输出侧，来检测和观察电路的动态变化，利于判断故障区域和检修工作的开展
如图3-6a所示电路，为变频器控制端子电路的数字信号输入电路，当正转端子FWD与公共端子COM短接时，PC817的1、 2脚电压为1.2V， 4脚电压由5V变为0V。同理，当控制端子呈开路状态时，PC817的1、 2脚之间电压为0V，而3、 4脚之间电压为5V。从图3-6&电路可以看出光耦器件的各脚电压值，故障或正常状态测量输入、输出脚电压即可得出判断。
如图3-6b所示电路，测量1、 2之间为0.7V (交流信号平均值)，3、 4脚之间为3V，说明光蝻合器有了输人信号，但光耦器件本身是否正常？用金属镊子短接PC817的1 、 2 脚，测量4脚的电压由原3V上升为5V（或有明显上升），说明光耦器件是好的。若电压不变，说明光耦损坏。
〔2)光耦合器（6N137）
输人端工作压降约为1.5V左右，伹输人、输出最大电流仅为mA级，只起到对较高频
率信号的传输作用，电路本身不具备电流驱动能力，可用于对MHz级信号进行有效的传输。
3种在线测量方法，可用短接或开路2、 3输人脚，同时测量输出6、 5脚的电压变化; 减小或加大输人脚外接电阻，测量输出脚电压有无相应变化；从+5V供电或其他供电串限流电阻引入到输人脚，检测输出脚电压有无相应变化，来判断器件是否正常。
(3)第3种类型的光耦合器
输入侧不是发光二极管，输入、输出阻'抗较高,用于对小信号的传输。检测方法同上。
注意：在开关电源电路应用的光耦合器，是作为电压误差放大器的一个环节来使用的, 测量中输入、输出脚的电压扰动，会引起负载供电的突变。尤其是+5V的CPU主板负载电路在连接状态下，不可带电在线检测光耦合器的引脚电压，测试不慎将造成烧掉CPU的危险！对其好坏的判断，应通过停电后，对引脚电阻值的检测来进行。
运用于其他电路的光耦合器，如控制端子的光耦合器，则完全可以带电在线测量，比电阻测量更为方便。
3，专用电流模式PWM振荡芯片UC)
UC3844与UC3842在变频器的开关电源中都有应用，前者应用为多，其电路图如图3-7 所示。电路无论为塑封或贴片元器件，都有8脚和14脚两种双列封装型式。两种电路的主要区别为UC3842输出频率等于振荡器的振荡频率，输出频率的最大占空比可达100%；而UC3844内部集成了一个二分频触发器，输出频率只有振荡频率的一半，输出最大占空比为50%。。另外，两者内部欠电压锁定电路的开启阈值有所差异。UC3844、 UC3845可互换， UC3842、 UC3843可互换。一般电路的实际振荡频率在100Hz以下，为40~60KHz左右。电路内部集成了基准电源、高频振荡器、电压误差放大器、电流检测比较器、PWM锁存器及输出电路。利用误差放大器和外围电压采样电路能构成电压闭环（稳压）控制；利用电
流检测比较器和外围电流检测电路，能构成电流闭环控制。
引脚功能说明(以下均以8脚封装为例)：1脚为误差放大器输出端，与引脚2之间接入R、C反馈网络，以决定误差放大器的带宽频率特性和放大倍数；2脚为误差放大器反馈输人端，该端接输人电压反馈信号，以实现电压闭环〈稳压）控制；3脚为电流检测比较器输人端，该端接电流〔电压）检测信号，以实现过电流（过电压）保护；4脚为振荡器定时元件接人端，所接R、C元件决定了电路振荡频率的高低；8脚为基准电源输出端，可提供+5V温度稳定性良好的基准电压，实际应用中，R、C振荡电路及稳压电路，常取用该电源，以增加振荡和稳压的稳定性；7、
5脚是供电Vcc、GND端子，额定供电电压为30V，实际电路中自供电绕组提供的直流电压约为20V左右；6脚为？波形输出脚，最大输出电流（拉、灌电流）达1A。
UC脚内部误差放大器的同相端已在内部供入2.5V，意味着：当2脚反馈输入电压也稳定于2.5VV也必然会保持在2.5V时，电路的动态反馈及输出的稳定过程已经完成，在此稳定状态下，输出电压的高低，取决于外围电压采样、反馈电压处理电路，而与芯片本身和振荡环节无关；2脚反馈电压的输人范围为-0.55 ~5V乂，当2脚反馈电压维持一个低于2.5V的值时，负载电压将维持一个超压输出状态。当2脚反馈电压维持一个高于2.5〃V值时，输出电压将维持一个低于正常值的状态。由此可判断反馈电压处理电路相关元件的故障。
PC3842/44欠电压锁定开启阈值为16V,UC则为8.5V； UC3842/44欠电压锁定关断阈值为10V， UC则为7.6V。其意义是：当芯片供电电压高于时，8 脚输出+5V电压，提供给4脚R、 C振荡定时元件，电路起振工作，当供电低于10V时，欠电压保护电路起控，8脚输出电压为0，电路停振，避免了开关管因欠激励（功耗过大）而烧毁。应用此一特点，当电路出现停振故障，而又査不出故障点时，可单独为振荡芯片提供10~20V的可调直流电源（将其他供电全部停掉），在调压过程中，检测8脚的电压变化（应有0~5V的跳变输出卜6脚也相继有0V和1.2V的输出，从而大致确定振荡芯片及外围部分电路的好坏。
要使UC3844内部的保护电路动作，通常有两种方法：使引脚1 〔内部误差电压放大器输出端）上的电压降至1V以下；使引脚3 (电流检测比较器输人端）电压升至1V以上。前者为输出过电压保护，后者为输出过电流保护，两种方法都会导致电流检测比较器输出高电平，PWM锁存器复位，输出端关闭。其意义在于：当电路出现停振故障时，可能为保护电路故陣或其他电路故障引发保护电路动作，而使芯片的1、 3脚电压值分别降至了 1V以下和升至了 1V以上！
UC3844芯片各引脚电阻值见表3-2。
以上所测贴片元件38448各引脚电阻值，与双列塑封直插元件的引脚电阻稍有差异。14.基准电压源（可调式精密并联稳压器）TL431
TL431是一种具有电流输出能力的可调基准电压源，输出电压范围2.5 ~36V。在开关电源电路中，常与光耦合器配合构成隔离式电压反馈（误差电压放大器）电路。其主要优点，是动态阻抗低，典型值为0.2欧，若构成稳压电路，能显著提高稳压精度。工作电流Ika为1 ~100mA，范围较宽。器件一般为3引脚和8引脚两种封装形式，为三端控制器件。内部基准电压Vref为2.5V，接入电路达到稳态输出后，外部基准端子Vref电压也为2.5V，因而此端子也称为外部基准端子。
短接Vref和K端子，接成图3-8中的左边的测试电路，即成为2.5V稳压电路。稳压控制原理如下：当负载电流减小引起输出电压上升时，内部运算放大器的同相端电压上升，晶体管VT导通增强，对负载电路进行并联式分流，直到Vref端子电压等于2.5V为止。若在Vref端子和K、A极间接入分压电阻如图3-8中右边的测试电路，可以调整输出电压为2.5 ~36V以内的任意值。在稳压电路中，TL431与外围电路接成闭环电压控制电路，从Vref端子输人的为输出电路反馈信号，电路的动态调整，即是将此反馈信号调整到2.5V左右，电路达到平衡状态。
但在开关电源电路中，对了TL431并不是作为一个稳压电路来使用的，如图3-3所示。
分析一下稳压控制过程：当十5V输出电压上升时，R8、 R9分压点电压上升，流过TL431阳极、阴极间的电流上升。TL431的I"电流的上升，使光耦合器PC2输入侧二极管发光强度随之上升，PC2输出侧光敏晶体管因受光面的光通量上升，其导通等效内阻减小， PC1的2脚（反馈电压引入脚）的电压升高，IC201内部误差放大器的输出增大，此信号控制内部？ V V波发生器，IC201的6脚输出的脉冲占空比变化，使开关管丁V的截止时间变长，TL1的储能减少，二次绕组输出电压回落。
常规由TL431构成的稳压电路中，K极输出电压再经分压电阻反馈到Vref端，电路工作于闭环状态，形成并联分流式稳压控制。而开关电源电路中，1PC31自身恰恰是工作于开环状态的，利用Vref端子输人小信号电压的变化，控制Iak较大电流的输出。
当Vref端电压&2.5V时，PC2、 PC03中无电流，Uk约为5V；当Vref端电压&2.5V 时，PC2、 PC03中产生电流，Uk约为2V左右。而且随着+5V输出电压的上升，Ik有明显的上升，因回路电流在R6、 R7上产生压降的缘故，Uk反而有一定的下降。此种变化对控制光耦合器中的发光二极管的发光强度有较好的作用，对二次绕组输出电压的稳压性有较好的保障。如同用一个高阻抗的电压源，获得了一个低阻抗的电流源，从而提高了控制的灵敏度。
TL431的上电检测（见图3-3〕：脱开开关电源的输人电源和+5V供电负载电路，单独在c4两端加上5、左右的电源。
1)测量第1脚（或第8脚）电压应为2.5V，测量Uk电压，应为2V左右。
2)测量R7两端电压降，正常时应为3V左右。过低，TL431漏电或短路损坏。等于5V 时，TL431已经开路损坏。
3)用同阻值电阻并联V时，测量R7两端电压有显著上升；用同阻值电阻并联R9时， V两端电压有显著下降。说明TL431性能良好。
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反激变压器计算和绕制
变压器的简单设计
首先确定已知参数：
1）开关频率：Fsw；
2）变压器的效率：η；
3）最大占空比：Dmax；
4）输入电压范围：Vinmin,Vinmax
5）输出电压 Vout
6）输出电流Iout
7）K=0.4(DCM=1,CCM=0.3~0.5)；
8）输出二极管管压降Vf
9）辅助绕组电压Vb
10）辅助绕组二极管管压降Vfb
设计步骤一
输入功率 Pin=(Vout*Iout) η
输入电流平均值 Iin_avg=Pin/(√2*Vinmin*Dmax)
初级电感量Lp=(√2*Vinmin*Dmax)^2/2*Pin*Fsw*K
纹波电流 ⊿I= √2*Vinmin*Dmax/Lp*Fsw
设计步骤二
再确认参数
根据设计功率和结构空间选择磁芯
选好磁芯确定磁芯材质选出ui值
确定材质找出相对温度的Bs(饱和磁通密度)一般选择60°相对的Bs.
找出Ae（磁芯实际截面面积）、Acw（磁芯总卷线截面面积）、Ve（磁芯实效体积）值
设计步骤三
计算输入电流峰值Ipk=(Iin_avg*⊿I/2)*1.2
计算AP值 AP=Ae*Acw
计算初级圈数确认选择NP1= (√2*Vinmin*Dmax)/ui*Fsw*AeNP2=LP*Ipk/Bs*AeNP= | NP1 if NP1&NP2| NP2 otherwise
匝比的计算 n=[Dmax/(1-Dmax)]/Vout+Vf
次级线圈的计算 NS=NP/n
辅助绕组线圈的计算Nfb=(Vf+Vfb/Vout+Vf)*NS
反推验证Dmax
Dmax=[n*(Vout+Vf)]/[√2*Vinmin+n*(Vout+Vf)]
气隙的计算 Lg=4*3.14*10^-7*NP^2*Ae/Lp
关于反激变压器的气隙
为什么要开气隙？反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，因而变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和因此要加入气隙。防止磁芯饱和不仅只有开气隙一种方法，另外一种是增加磁心的体积；不过通常设计时空间已经限制了磁芯的大小，所以实际设计中开气隙的方法应用的比较多；这两种方法都可以使磁心的磁滞回线变得“扁平”，这样对于相同的直流偏压，就降低了工作磁通的密度。
变压器的线径选择
变压器的线径计算是有规定的，特别是反激式电源变压器更应该注意？
自然冷却时j=1.5~4A/mm2，强迫冷风时3~5A/mm2。
在不同的频率下选取d也是不同的，在200KHz以下时，一般为4~5A/mm2，在200KHz以上时，一般为2~3A/mm2。
变压器的绕制方法
为了减少漏感，目前最好的、工艺最简单的绕制方法是初次级交错绕法也就是大家常说的三明治绕法。
输出整流管
电动自行车电源电路原理图
次级侧电路原理图
次级整流二极管的选型
为了降低输出整流损耗，次级整流二极管一般选用肖特基二极管，肖特基二极管有较低的正向导通压降Vf，能通过较大的电流。
输出整流二极管的耐压值
Vout为输出电压
Np为变压器原变圈数
Ns为变压器副边圈数
Vdcmax为输入最大直流（最大交流的峰值）
120%为给二极管留的尖峰余量
二极管的峰值电流值
Ipp为原边的峰值电流（计算变压器时计算）
次级整流二极管的有效值电流值（此处为工作在DCM模式）
Dmax为最大占空比
次级整流管的热设计
二极管的热损耗包括正向导通损耗、反向漏电流损耗及恢复损耗。因为选用的是肖特基二极管，反向恢复时间短和漏电流比较小，可忽略不记。
二极管的PN结对环境的热阻可以通过DATASHEET查得Rthjc=1.2°C/W
Tj=Rthjc*Vf*Id_rms+TaTa为工作的环境温度Tj为二极管工作温度理论值Vf表示二极管的正向导通压降Id_rms表示通过二极管的有效值电流
RC吸收回路
吸收回路选型
吸收的本质 ，什么是吸收？
在拓扑电路的原型上是没有吸收回路的，实际电路中都有吸收，由此可以看出吸收是工程上的需要，不是拓扑需要。
吸收一般都是和电感有关，这个电感不是指拓扑中的感性元件，而是指诸如变压器漏感、布线杂散电感。
吸收是针对电压尖峰而言，电压尖峰从何而来？电压尖峰的本质是什么？
电压尖峰的本质是一个对结电容的dv/dt充放电过程，而dv/dt是由电感电流的瞬变（di/dt）引起的，所以，降低di/dt或者dv/dt的任何措施都可以降低电压尖峰，这就是吸收。
吸收的作用？
1、降低尖峰电压
2、缓冲尖峰电流
3、降低di/dt和dv/dt，即改善EMI品质
4、减低开关损耗，即实现某种程度的软开关。
5、提高效率。提高效率是相对而言的，若取值不合理不但不能提高效率，弄不好还可能降低效率。
RC吸收的特点
1、双向吸收。一个典型的被吸收电压波形中包括上升沿、上升沿过冲、下降沿这三部分，RC吸收回路在这三各过程中都会产生吸收功率。通常情况下我们只希望对上升沿过冲实施吸收。因此这意味着RC吸收效率不高。
2、不能完全吸收。这并不是说RC吸收不能完全吸收掉上升沿过冲，只是说这样做付出的代价太大。因此RC吸收最好给定一个合适的吸收指标，不要指望它能够把尖峰完全吸收掉。
3、RC吸收是能量的单向转移，就地将吸收的能量转变为热能。尽管如此，这并不能说损耗增加了，在很多情况下，吸收电阻的发热增加了，与电路中另外某个器件的发热减少是相对应的，总效率不一定下降。设计得当的RC吸收，在降低电压尖峰的同时也有可能提高效率。
吸收的误区
1、Buck续流二极管反压尖峰超标，就拼命的在二极管两端加RC吸收。这个方法却是错误的。为什么？因为这个反压尖峰并不是二极管引起的，尽管表现是在这里。这时只要加强MOS管的吸收或者采取其他适当的措施，这个尖峰就会消失或者削弱。
2、副边二极管反压尖峰超标，就在这个二极管上拼命吸收。这种方法也是错误的，原因很清楚，副边二极管反压尖峰超标都是漏感惹的祸，正确的方法是处理漏感能量。
3、反激MOS反压超标，就在MOS上拼命吸收。这种方法也是错误的。如果是漏感尖峰，或许吸收能够解决问题。如果是反射电压引起的，吸收不但不能能够解决问题的，效率还会低得一塌糊涂，因为你改变了拓扑。
吸收的计算
书上网络上都有关于吸收回路的计算方法的介绍,但由于寄生参数的影响,这些公式几乎没有实际意义,实际上大部分的RC参数是靠实验来调整的,但RC的组合理论上有无穷多,怎么来初选这个值是很关键的,下面来介绍一些实用的理论和方法 。
1、先不加RC,用容抗比较低的电压探头测出原始的震荡频率.此震荡是有LC 形成的,L主要是变压器次级漏感和布线的电感和输出电容, C主要是二极管结电容和变压器次级的杂散电容。
2、测出原始震荡频率后, 可以试着在二极管上面加电容,直到震荡频率变为原来的1/2.则原来震荡的C值为所加电容的1/3,知道了C就可以算R值了, R=2∏fL=1/(2∏fC)。把R加到所加C上,震荡就可以大大衰减。这时再适当调整C值的大小,直到震荡基本被抑制。
吸收电路测试经验总结：
一、吸收电容C的影响
1、并非吸收越多损耗越大，适当的吸收有一个效率最高点。
2、吸收电容C的大小与吸收功率（R的损耗）呈正比关系。即：吸收功率基本上由吸收电容决定。
二、吸收电阻R的影响
1、吸收电阻的阻值对吸收效果干系重大，影响明显。
2、吸收电阻的阻值对吸收功率影响不大，即：吸收功率主要由吸收电容决定。
3、当吸收电容确定后，一个适中的吸收电阻才能达到最好的吸收效果。
4、当吸收电容确定后，最好的吸收效果发生在发生最大吸收功率处。换言之，哪个电阻发热最厉害就最合适。
5、当吸收电容确定后，吸收程度对效率的影响可以忽略。
软件仿真不同阻值时的波形曲线图
1．反激式开关电源输出整流滤波电路工作状态分析
反激式开关电源输出整流滤波电路原理上是最简单的。但是，由于反激式开关电源的能量传递必须通过变压器转换实现，变压器的初次级两侧的开关（MOSFET或整流二极管）均工作在电流断续状态。在相同输出功率条件下，反激式开关电源的开关流过的电流峰值和有效值大于正激式、桥式、推挽式开关电源。为了获得更低的输出电压尖峰，通常的反激式开关电源工作在电感电流（变压器储能）断续状态，这就进一步增加了开关元件的电流额定。
开关电源的电路拓扑对输出整流滤波电容器影响也是非常大的，由于反激式开关电源的输出电流断续性，其交流分量需要由输出整流滤波电容器吸收，当电感电流断续时输出整流滤波电容器的需要吸收的纹波电流相对最大。
对应的输出整流二极管的电流波形如图1，输出滤波电容器的电流波形如图2。
图1 反激式开关电源的输出整流二极管的电流波形
图2 输出滤波电容器的电流波形
由图1可以得到流过输出整流二极管电流峰值与平均值、有效值的关系为如下。
流过输出整流器的峰值电流与平均值电流的关系：
根据电荷相等，可以得到：
可以得到整流二极管电流的峰值：
流过输出整流器的有效值电流与峰值电流的关系：
流过整流器的有效值电流与平均值电流的关系：
式中：IrecM、Irecrms、IO、Dmax分别为流过输出整流器的峰值电流、有效值电流、平均值电流和输出整流二极管的最大导通占空比。
流过输出滤波电容器的电流有效值略小于流过输出整流器的有效值电流。
式（2）、（3）、（4）表明，随着输出整流器导通占空比的减小，相同输出电流平均值对应的峰值电流、有效值电流随占空比的减小而增加。
在大多数情况下，反激式开关电源工作在变压器电流临界或断续状态。在变压器电流临界状态下，初级侧开关管导通占空比与输出整流器导通占空比相加为1。
在大多数情况下，反激式开关电源的输出整流器的最大导通占空比约为0.5。这样，流过输出整流器的电流峰值与输出平均值电流之间的关系为：
有效值电流与输出电流平均值的关系为：
2．设计实例与分析
某反激式开关电源的技术参数为：电路图拓扑：反激式；输入电压：85Vac~264Vac工作频率：65kHz ；输出：12V/5A；纹波电压：50mV；CLC滤波。
（1）第一级滤波电容器的选择
对于输出电流5A对应的峰值电流为20A、有效值电流为14.14A，其中大部分流入滤波电容器。按最高温度的纹波电流2倍选用电容器，滤波电容器的纹波电流之和至少要7A。
25V/1000μF低ESR铝电解电容器的额定纹波电流约为1A，需要7只并联。如果非要5只并联甚至4只并联，也是可以运行的，但是不具有长期可靠性。
25℃温度下，25V/1000μF低ESR铝电解电容器的ESR约为0.09Ω。7只并联对应的ESR为129mΩ、5只并联为180mΩ、4只并联为225mΩ。由电流变化在ESR上产生的峰值电压分别为2.59V、3.60V、4.50V。除此之外，滤波电容器的ESL还会在整流二极管开通时由于电流的跃变而产生感生电势，这个感生电势同样会加到滤波电容器上，因此，滤波电容器上的峰值电压将不只是上述的2.59V、3.60V、4.50V。其电压波形如图3。
图3 第一级滤波电容器的电压波形
很显然，2.59V、3.60V、4.50V是不能满足设计要求的，需要在第一级滤波电容器后面加上一级LC低通滤波器。
（2）第二极LC低通滤波器的设计与参数选择
第二级需要考虑的是如何将不能满足要求纹波电压经过LC滤波使其满足要求。通常滤波电感可以选择30~100μH，输出滤波电容器不仅要考虑输出纹波电压是否可以满足要求，还要考虑抑制负载电流的变化，在这里可以选择330~1000μF/25V。
MOS开关管损耗
1，开通损耗
MOS管在开通过程中，电流，电压和功耗的波形近似如下
Rds（on）为Mos管的导通电阻，会随着MOS管结温的变化而变化，一般MOS的Datasheet中都会给出一个温度变化曲线，可以参考改曲线取值。
Idrms为导通过程中的电流有效值
Ton为一个周期内的导通时间
F为开关频率
3，关断损耗
MOS管在关断过程中，电流，电压和功耗的波形近似如下
Idss为Mos管截止时在实际结温情况下的漏电流，可以参考器件手册取一个合适的值。
Vds为截止时Mos管DS之间的电压
Toff为一个周期内的截止时间
f 为开关频率
另外还有门级损耗和输出电容损耗，还有Mos内部寄生二极管的功耗。因对整体Mos管的功耗影响不大且涉及到具体的应用和各个管子的参数不同，这里不再详细叙述。
输出整流管损耗
一本80年代末翻译的书，里面很详细的阐述了功率晶体管和开关二极管设计的过程。很严谨也很详实，不是偶然间翻到，我们可能没有可能去搞清楚这个过程了。
这一段是我整理在我写的文章里面的，希望能把这个过程写清楚：
二极管在较高频率下应用的时候，需要注意二极管除了我们知道的正常的导通状态和正常的截至状态以外，在两种状态之间，转换过程中还存在着开启效应和关断效应。二极管在开关的过程中其电流和电压的变化过程如图所示：
① 开启效应:表征着二极管由截止过渡到导通的特性，从反向电压VR正向导通，跳变至最高电压V?P，然后慢慢降低为二极管正向导通电压VF，达到稳定状态的过程称为二极管的正向恢复过程。这一过程所需要的时间称为正向恢复时间。开启过程的过程是对对反偏二极管的结电容充电，使二极管的电压缓慢上升，因PN结耗尽区的工作机理，使电压的上升比电流的上升要慢很多。
② 关断效应：表征着二极管由导通过渡到截止的特性，从二极管正向导通电压VF，跳变至负向最高电压VFF，然后反向截止达到稳定状态VR的过程称为二极管的反向恢复过程。这一过程所需要的时间称为反向恢复时间。由于电荷存储效应，二极管正向导通时，会存在非平衡少数载流子积累的现象。在关断过程中存储电荷消失之前，二极管仍维持正偏的状态。为使其承受反向阻断的能力，必需将这些少子电荷抽掉。反向恢复时间分为存储时间Ts与下降时间Tf，存储时间时二极管处在抽走反向电荷的阶段，在这段时间以后电压达到反向最大值，二极管可开始反向阻断，下降时间则是对二极管耗尽区结电容进行充电的过程，直到二极管完全承受外部所加的反向电压，进入稳定的反向截止状态。
二极管的暂态开关过程就是PN结电容的充、放电过程。二极管由截止过渡到导通时，相当于电容充电，二极管由导通过渡到截止时，相当于电容放电。二极管结电容越小，充、放电时间越短，过渡过程越短，则二极管的暂态开关特性越好。
正向过程损耗
这是一个估计的结果
反向过程损耗
计算方法也是估计的（这是续流电路的情况）
实际的功率二极管用在不同的地方，其结果也是并不相同的，按照书中整流和续流两块去分析，我可能将之整理一下效果较好。感兴趣的同志们可以去看看，挺详细和详实的一本书。
整个开关过程，实质上，就是认为对结电容进行操作。如果没有电容，整个开关过程是非常理想的，也就等效成为一个理想的开关了。
补充（引用网上不明作者的图和过程分析）：
由于二极管外加正向电压时，载流子不断扩散而存储的结果。当外加正向电压时Ｐ区空穴向Ｎ区扩散，Ｎ区电子向Ｐ区扩散，这样，不仅使势垒区（耗尽区）变窄，而且使载流子有相当数量的存储，在Ｐ区内存储了电子，而在Ｎ区内存储了空穴，它们都是非平衡少数载流子，如下图所示。
空穴由Ｐ区扩散到Ｎ区后，并不是立即与Ｎ区中的电子复合而消失，而是在一定的路程LP（扩散长度）内，一方面继续扩散，一方面与电子复合消失，这样就会在LP范围内存储一定数量的空穴，并建立起一定空穴浓度分布，靠近结边缘的浓度最大，离结越远，浓度越小。正向电流越大，存储的空穴数目越多，浓度分布的梯度也越大。我们把正向导通时，非平衡少数载流子积累的现象叫做电荷存储效应。
当输入电压突然由+VF变为-VR时Ｐ区存储的电子和Ｎ区存储的空穴不会马上消失，但它们将通过下列两个途径逐渐减少：
① 在反向电场作用下，Ｐ区电子被拉回Ｎ区，Ｎ区空穴被拉回Ｐ区，形成反向漂移电流IR，如下图所示；
② 与多数载流子复合。
在这些存储电荷消失之前，ＰＮ结仍处于正向偏置，即势垒区仍然很窄，ＰＮ结的电阻仍很小，与RL相比可以忽略，所以此时反向电流IR= （VR＋VD）/RL。VD表示ＰＮ结两端的正向压降，一般 VR&&VD，即 IR＝VR／RL。在这段期间，IR基本上保持不变，主要由VR和RL所决定。经过时间ts后Ｐ区和Ｎ区所存储的电荷已显著减小，势垒区逐渐变宽，反向电流IR逐渐减小到正常反向饱和电流的数值，经过时间tt，二极管转为截止。由上可知，二极管在开关转换过程中出现的反向恢复过程，实质上由于电荷存储效应引起的，反向恢复时间就是存储电荷消失所需要的时间。
散热器计算
一、7805 设计事例
设 I=350mA，Vin=12V，则耗散功率 Pd=(12V-5V)*0.35A=2.45W。按照 TO-220
封装的热阻 θJA=54℃/W，温升是 132℃，设室温 25℃，那么将会达到 7805 的
热保护点 150℃，7805 会断开输出。
二、正确的设计方法是：
首先确定最高的环境温度，比如 60℃，查出民品 7805 的最高结温
Tj(max)=125℃，那么允许的温升是 65℃。要求的热阻是 65℃/2.45W=26℃/W。
再查 7805 的热阻，TO-220 封装的热阻 θJA=54℃/W，TO-3 封装（也就是大家说的“铁壳”）的热阻 θJA=39℃/W，均高于要求值，都不能使用（虽然达不到热保护点，但是超指标使用还是不对的）,所以不论那种封装都必须加散热片。资料里讲到加散热片的时候，应该加上 4℃/W 的壳到散热片的热阻。
计算散热片应该具有的热阻也很简单，与电阻的并联一样，即 54//x=26，
x=50℃/W。其实这个值非常大，只要是个散热片即可满足。
三、散热片尺寸设计
散热片计算很麻烦的，而且是半经验性的，或说是人家的实测结果。
基本的计算方法是:
1.最大总热阻 θja ＝ （ 器件芯的最高允许温度 TJ － 最高环境温度
TA ） / 最大耗散功率
其中，对硅半导体，TJ 可高到 125℃，但一般不应取那么高，温度太高会降
低可靠性和寿命。
最高环境温度 TA 是使用中机箱内的温度，比气温会高。
最大耗散功率见器件手册。
2.总热阻 θja＝芯到壳的热阻 θjc ＋壳到散热片的 θcs ＋ 散热片到环
其中，θjc 在大功率器件的 DateSheet 中都有，例如 3---5
θcs 对 TO220 封装，用 2 左右，对 TO3 封装，用 3 左右，加导热硅脂后，
该值会小一点，加云母绝缘后，该值会大一点。
散热片到环境的热阻 θsa 跟散热片的材料、表面积、厚度都有关系，作为
参考，给出一组数据例子。
a.对于厚 2mm 的铝板，表面积（平方厘米）和热阻（℃/W）的对应关系是：
中间的数据可以估计了。
b.对于 TO220，不加散热片时，热阻 θsa 约 60--70 ℃/W。可以看出，当表
面积够大到一定程度后，一味的增大表面积，作用已经不大了。据称，厚度
从 2 mm 加到 4 mm 后，热阻只降到 0.9 倍，而不是 0.5 倍。可见一味的加
厚作用不大。表面黑化，θsa 会小一点，注意，表面积是指的铝板二面的面积之和，但紧贴电路板的面积不应该计入。对于型材做的散热片，按表面积算出的 θsa 应该打点折扣……
说到底，散热片的计算没有很严格的方法，也不必要严格计算。实际中，
是按理论做个估算，然后满功率试试看，试验时间足够长后，根据器件表面
温度，再对散热片做必要的更改。
国产散热器厂家其实就是把铝型材做出来，然后把表面弄黑。热阻这种
最基本的参数他们恐怕从来就没有听说过。 如果只考虑散热功率芯片的输
入输出电压差 X 电流是芯片的功耗，这就是散热片的散热功率。
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