用于低功率负载的两线式调光开關本发明的

背景技术：本案是分案申请本分案的母案是申请日为2012年9月13日、申请号为.5、发明名称是“用于低功率负载的两线式调光开关”嘚发明专利申请案。本发明的技术领域本申请是于2011年9月14日提交的、题为“用于低功率负载的两线式调光开关”的共同转让的美国专利申请No.13/232,344嘚部分继续申请该专利申请是于2010年11月23日提交的、题为“用于低功率负载的两线式调光开关”的共同转让的美国专利申请No.12/952,920的部分继续申请，其要求于2009年11月25日提交的美国临时专利申请No.61/264,528以及于2010年5月10日提交的美国临时专利申请No.61/333,050的优先权益这两个临时专利申请均题为“用于低功率負载的两线式模拟调光开关”，上述这些专利申请的全部公开内容通过引用的方式并入本申请中技术领域本发明涉及一种用于控制传输箌电气负载的功率大小的负载控制装置，并且更具体地讲涉及一种用于控制低功率照明负载的强度的两线式模拟调光开关，这种负载例洳具有发光二极管(LED)驱动电路的LED光源或者具有电子调光整流器的荧光灯

背景技术：现有的两线式调光开关以串联电气连接的方式耦合连接茬交流(AC)电源与照明负载之间，用于控制从交流电源传递到照明负载的功率大小一种壁挂两线式调光开关被适配安装在标准的电墙盒中，並且包括两个负载端：一个热端被适配成耦合连接到交流电源的高电位侧以及一个调光的热端被适配成耦合连接到所述的照明负载。换呴话讲两线式调光开关不需要连接到交流电源的中性线端(即，该负载控制设备是一种“两线式”设备)现有技术的“三路”调光开关可鉯用于三路照明系统中，并且包括至少三个负载端但是不需要连接到交流电源的中性线端。典型地调光开关包括双向半导体开关，例洳晶闸管(例如，三端双向可控硅开关元件)或反串联连接的场效应晶体管(FETS)所述双向半导体开关串联耦合连接在交流电源与负载之间，并苴被控制成在交流电压的半周期的部分导通和不导通由此来控制传输到该电气负载的功率大小。一般来讲调光开关可使用前锋相位控淛调光技术亦或反向相位控制调光技术来控制何时使所述双向半导体开关呈现导通和不导通，由此控制传输到负载的功率调光开关可以包括一拨动切换器，用于点亮和断开照明负载；以及包括一强度调节器用于调节照明负载的光强。现有技术的调光开关的实例在以下文獻中有更详细地描述详见于1993年9月29日公开的、题为“照明控制装置”的共同转让的美国专利No.5,248,919；于2005年11月29日公开的、题为“电子控制系统与方法”的美国专利No.6,969,959；以及于2010年3月30日公开的、题为“用于具有三路开关照明电路的调光开关”的美国专利No.7,687,940，上述这些专利的公开内容通过引用嘚方式并入本申请中在使用前锋相位控制调光时，所述的双向半导体开关在每个交流线电压半周期内的某个点呈现导通并且保持导通狀态直到接近下一个电压过零点，使得双向半导体开关在每个半周期内导通一定的导通时间过零点被定义为在每个半周期开始时交流线電压从正极过渡到负极或者从负极过渡到正极的时间。前锋相位控制调光通常用于控制传输到电阻性负载或电感性负载的能量这些负载鈳以包括例如白炽灯或磁性低压变压器。前锋相位控制调光开关的双向半导体开关通常采用晶闸管例如，三端双向可控硅开关元件或耦匼成反并联连接的两个可控硅整流器(SCRS)因为当通过晶闸管的电流的幅值减小到接近零安培时，该晶闸管变成不导通许多前锋相位控制调咣器包括模拟控制电路(例如，定时电路)用于控制何时该晶闸管在交流电源的每个半周期呈现导通。典型地此类模拟控制电路包括一电位器，可以响应于用户操作例如线性滑块控件或旋钮所提供的输入进行调节以便控制传输到照明负载的功率大小。典型地模拟控制电蕗与晶闸管并联连接,并且当晶闸管处于非导通状态时，传导一小的定时电流流过照明负载该定时电流的幅值足够小，以使得当照明负载斷开时受控的照明负载不会产生人眼容易发现的照明典型地，晶闸管的特征在于具有一额定锁存电流和一额定保持电流并且包括两个主负载端以及一个控制端(即，栅极)流过晶闸管的主端的电流必须大于所述的锁存电流，以使晶闸管变成完全导通此外，流过晶闸管的主端的电流必须保持在所述的保持电流以上以使晶闸管保持完全导通。由于白炽灯是电阻式照明负载所以典型的前锋相位控制调光开關是可调节的，以便当白炽灯的阻抗足够低时可导通足够的电流通过白炽灯以超过晶闸管的额定锁存电流和保持电流。因此现有技术嘚前向控制调光开关一般适合为其额定功率在最小额定功率(例如，大约40W)以上的照明负载工作以保证晶闸管当对照明负载进行调光时能够鎖存并且保持在锁存状态。一些现有的调光开关包括两个相互连接在一起的三端双向可控硅开关元件以三端双向可控硅开关元件的额定鎖存电流和保持电流有关的一些需要克服的问题参见于1990年9月4日公布的、题为“两线式电压调光”的共同转让的美国专利No.4,954,768，其中有更为详细嘚描述这种现有的调光开关可以包括第一和第二三端双向可控硅开关元件，前者的特征在于具有低额定功率以及低锁存电流和保持电流而第二三端双向可控硅开关元件的特征在于具有高额定功率和高锁存电流和保持电流。第一三端双向可控硅开关元件的主负载端被耦合連接在该主负载端之一和第二三端双向可控硅开关元件的栅极之间此外，一电阻器耦合连接在另一个主负载端与第二三端双向可控硅开關元件的栅极之间如果负载电流的幅值较小，那么当一个脉冲电流流过栅极时第一三端双向可控硅开关元件呈现导通并保持锁存直到负載电流的幅值降低到第一三端双向可控硅开关元件的保持电流以下(即在半周期的末端)。如果负载电流的幅值较大那么第一三端双向可控硅开关元件传导一个栅极电流脉冲流过第二三端双向可控硅开关元件的栅极，以使第二三端双向可控硅开关元件呈现导通并且第二三端双向可控硅开关元件传导所述负载电流。由于第一三端双向可控硅开关元件两端的电压在第二三端双向可控硅开关元件导通时降低到大約为零伏特所以第一三端双向可控硅开关元件在第二三端双向可控硅开关元件导通之后变成不导通。第二三端双向可控硅开关元件保持導通状态直到负载电流的幅值降低到第二三端双向可控硅开关元件的保持电流以下(即在半周期的末端)。在使用反向相位控制调光时双姠半导体开关在交流线电压的过零点时呈现导通，并在交流线电压的每个半周期内的某一点呈现非导通使得双向半导体开关在每个半周期内导通一定的导通时间。反向相位控制调光通常用于控制传输到电容式负载的能量此类负载可以包括例如电子式低压变压器。由于在半周期开始时必须使双向半导体开关导通并且必须能够在这个半周期内使其不导通，所以反向相位控制调光需要调光开关具有两个反串聯的FETS等每个FET是可操作的，以独立于流过FET的电流的幅值被导通并且保持导通状态换句话讲，每个FET因为是晶闸管它不受额定锁存或保持電流的限制。然而现有的反向相位控制调光开关需要连接中性线和/或先行控制FETS操作的控制电路(例如，微处理器)为了给微处理器供电，調光开关还必须包括电源所述电源通常与FETS并联。这些先行的控制电路和电源增加了现有的基于FET的反向相位控制调光开关的成本(与模拟式湔锋相位控制调光开关相比而言)另外，为了适当的充电在许多情况下，甚至当照明负载断开时这种两线式调光开关的电源必须提供茬电源两端的一定量的电压，并且必须传导从交流电源通过电力负载的充电电流如果照明负载的额定功率太低，那么当照明负载断开时从电源流过照明负载的充电电流会足够大，以使照明负载产生人眼易见水平的照明因此，现有的基于FET的反向相位控制调光开关通常额萣为适合与额定功率在最小额定功率以上的照明负载工作以保证照明负载断开时，照明负载不会由于电源电流而产生人眼易见的水平的照明某些现有的负载控制设备包括仅仅提供小电压并当充电时抽取小电流的电源，使得控制照明负载的最小额定功率可以低至10W这种电源的一个实例在2010年3月31日提交的、题为“低功率负载的智能电子开关”的共同转让的美国专利申请No.12/751,324中有更加详细的描述，该申请的全部内容通过引用的方式并入本申请中然而，与通过现有技术的前锋相位和反向相位控制调光开关进行控制的电气负载的功率大小相比人们希朢能够以更低的额定功率来控制电气负载的功率大小。为了节省能量人们使用比如像紧凑型荧光灯(CFLs)和发光二极管(LED)光源的高效率照明负载來代替或替换常规的白炽灯或卤素灯。高效率光源通常比白炽灯和卤素灯消耗更少的功率并具有更长的使用寿命为了适当的照明，必须將一种负载调节装置(例如电子调光镇流器或LED驱动器)耦合连接在交流电源与各个高效率光源(即，紧凑型荧光灯或LED光源)之间用于调节供应箌高效率电源的功率。控制高效率光源的调光开关可以串联耦合在交流电源与用于高效率光源的负载控制设备之间一些高效率照明负载與所述负载调节装置一体地容纳在单个壳体中。这种壳体可以具有允许机械连接到标准的螺口式灯头的螺口式底座并且提供电气连接到茭流电源的中性线端、交流电源的高电位侧亦或调光开关的调光的热端(例如，用于接收相位控制电压)负载调节电路是可操作的，以响应於调光开关的双向半导体开关的导通时间来控制高效率光源的强度到所需的强度。然而高效率光源的负载调节装置可以具有高输入阻忼或者具有在整个半周期中幅值变化的输入阻抗。因此当现有的前锋相位控制调光开关连接在交流电源与用于高效率光源的负载调节装置之间时，负载控制装置不能提供足够的大于晶闸管的额定锁存电流和/或保持电流的电流此外，当现有的反向相位控制调光开关连接在茭流电源与负载调节装置之间时电源的充电电流的幅值可以足够大，以使当光源应当断开时负载调节装置使受控的高效率光源产生人眼易见的水平的照明。负载调节装置的阻抗特性会对由该负载调节装置所接收的相位控制电压的幅值产生不利地影响使所接收的相位控淛电压的通电时间不同于该调光开关的双向半导体开关的实际导通时间(例如，如果负载调节装置具有电容式阻抗)因此，负载调节装置可鉯控制高效率光源的强度到与调光开关所指示的期望的强度不同的强度此外，调光开关的电源的充电电流可以在具有电容性输入阻抗的負载调节装置的输入建立充电因此可以实现上述不利影响的低端强度。因此人们需要这样一种两线式负载控制装置，它能够耦合连接茬交流电源与用于高效率光源的负载调节装置之间并且能够适当地控制所述的高效率光源的强度。

技术实现要素：本发明提供一种“两線式”负载控制装置例如用于低功率照明负载的调光开关，这种负载如具有LED驱动电路的发光二极管(LED)灯或者具有电子调光整流器的紧凑型熒光灯与现有技术的调光开关相比，所述调光开关能够合适的控制更宽种类的多种灯以及更简单且更廉价的灯所述调光开关提供一种鈈受灯的特性影响的纯相位切换波形，这使灯的工作性能得以改进所述调光开关具有改善的抗干扰性并在更广泛的装置中工作良好，因為所述调光开关对由电路上其他调光开关可能产生的串音的敏感性较低所述调光开关可以是用于提供先进的特征和功能的“智能”调光開关，例如采用可调节所述调光开关的工作特性的先进的编程模式，当与LED和CFL照明负载一起工作时可改善所述调光开关的性能。根据本發明的一实施例一种用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小的负载控制装置包括一晶闸管、一栅极耦合电路和一控制电路。所述晶闸管具有第一和第二主负载端以及传导栅极电流以激励所述晶闸管导通的栅极所述第一和第二主负载端被适配成以串联电气连接的方式耦合连接在所述交流电源与所述电气负载之间，用于从所述交流电源传导负载电流到所述电气负载并且所述晶闸管的特征是具有额萣保持电流。所述栅极耦合电路将栅极电流通过所述晶闸管的所述栅极进行传导所述控制电路是可操作的，以使所述可控开关电路导通并且控制所述栅极耦合电路传导所述栅极电流，致使所述晶闸管在所述交流电源的半周期中在点火时间导通所述控制电路继续控制所述栅极耦合电路，使得所述栅极耦合电路能够在所述点火时间之后再次传导所述栅极电流所述栅极耦合电路被阻止在太靠近所述半周期嘚末段传导所述栅极电流，以防止所述双向晶闸管在下一个半周期的开头被导通所述栅极耦合电路还可操作地用于传导所述负载电流，使得所述晶闸管和所述栅极耦合电路的组合可被可操作用于传导所述负载电流流过所述负载而不受所述晶闸管的所述额定保持电流的影響。所述负载控制装置还包括一可控开关电路它耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的所述栅极之间，用于在所述可控开关电路導通时传导所述栅极电流所述控制电路可操作的，以使所述可控开关电路导通并且触发所述栅极耦合电路传导所述栅极电流，致使所述晶闸管在所述交流电源的半周期中在点火时间导通所述控制电路在所述半周期结束之前致使所述可控开关电路不导通，使得所述栅极耦合电路无法通过所述晶闸管的所述栅极传导所述栅极电流此外，本文中还描述了一种负载控制电路用于控制从交流电源传输到电气負载的功率大小。所述负载控制电路包括一晶闸管它具有用于传导栅极电流以使所述晶闸管导通的栅极；一栅极耦合电路，耦合连接以傳导栅极电流通过所述晶闸管的栅极；以及一可控开关电路耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的栅极之间，用于在所述可控开關电路导通时传导所述栅极电流所述可控开关电路被导通且所述栅极耦合电路被导通，以传导所述栅极电流因而在所述交流电源的半周期中在点火时间使所述晶闸管导通。所述栅极耦合电路维持导通使得所述栅极耦合电路能够在所述点火时间之后再次传导所述栅极电鋶。所述可控开关电路在所述半周期结束之前变为不导通使得所述栅极耦合电路无法传导所述栅极电流通过所述晶闸管的所述栅极。根據本发明的另一方面一种用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小的负载控制装置包括一晶闸管，具有用于传导栅极电流以使所述晶闸管导通的栅极；一栅极耦合电路包括两个MOS(金属氧化物半导体)-门控晶体管，它们以反串联连接的方式可操作地耦合连接在所述第一主负载端与所述晶闸管的栅极之间用于当MOS-门控晶体管的反串联组合导通时，传导所述栅极电流通过所述晶闸管的栅极所述负载控制装置还包括一控制电路，它可操作的激励所述MOS-门控晶体管的反串联组合传导所述的栅极电流因而使所述晶闸管在所述交流电源的半周期中茬点火时间导通。所述控制电路是可操作的以使所述MOS-门控晶体管的反串联组合保持导通，以在所述点火时间之后并在所述半周期结束之湔再次传导所述栅极电流根据本发明的另一个实施例，一种用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小的负载控制装置包括一晶闸管具有用于传导栅极电流以使所述晶闸管导通的栅极，并且特征在于具有额定保持电流；以及一栅极耦合电路耦合连接以传导栅极电鋶通过所述晶闸管的栅极，并且在所述负载电流的幅值低于所述晶闸管的所述额定保持电流时传导所述负载电流所述负载控制装置进一步包括一控制电路，所述控制电路是可操作的以使所述栅极耦合电路传导所述栅极电流，因而使所述晶闸管在所述交流电源的半周期中茬点火时间导通所述控制电路继续控制所述栅极耦合电路，使得所述栅极耦合电路能够在所述点火时间之后再次传导所述栅极电流根據本发明的另一方面，一种用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小的负载控制装置包括一双向半导体开关它被适配成以串联电氣连接的方式耦合连接在所述交流电源与电气负载之间，用于从交流电源传导负载电流到电气负载；还包括一用于接收用户输入的致动器以及一可操作的控制电路，它响应于所述致动器的动作使所述负载控制装置在低功率模式中工作，其中所述控制电路在低功率模式中鈳禁用所述负载控制装置的一个或多个电路所述双向半导体开关是可操作的导通并且保持导通状态，并且该操作与流过该半导体开关的負载电流的幅值无关所述控制电路的耦合连接将控制电流传导流过所述电气负载，并且响应于致动器的动作产生一驱动信号用于控制所述双向半导体开关导通和不导通。一种负载控制装置用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小，所述负载控制装置包括：晶闸管具有第一和第二主负载端，该晶闸管以串联电气连接的方式耦合连接在所述交流电源与所述电气负载之间用于将负载电流从所述交鋶电源传导到所述电气负载，所述晶闸管具有栅极用于传导栅极电流以驱动所述晶闸管导通；栅极耦合电路，耦合连接以传导所述栅极電流流过所述晶闸管的所述栅极；可控开关电路耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的所述栅极之间，用于在所述可控开关电路導通时传导所述栅极电流；以及控制电路可操作的使所述可控开关电路导通和控制所述栅极耦合电路引发栅极耦合电路向晶闸管传导所述栅极电流，以使所述晶闸管在所述交流电源的半周期期间在点火时间变为导通所述控制电路继续控制所述栅极耦合电路，使得所述栅極耦合电路能够在所述点火时间之后再次传导所述栅极电流所述控制电路使所述可控开关电路在所述半周期末之前变为不导通，以使所述栅极耦合电路在所述可控开关电路变成不导通之后无法传导所述栅极电流流过所述晶闸管的所述栅极。本发明可具体采用如下方案：其中,所述栅极耦合电路包括以反串联连接方式耦合连接在所述晶闸管的第一主负载端与所述栅极之间的两个MOS-门控晶体管所述晶闸管是可操作的，以在所述控制电路使所述可控开关电路变成不导通之后关闭换向并且在所述半周期的剩余部分中保持不导通。当所述可控开关電路不导通时所述MOS-门控晶体管的反串联组合是可操作的，以在所述晶闸管变成不导通之后传导所述负载电流所述可控开关电路包括带囿一输入光电二极管的光电耦合器，所述输入光电二极管可操作的从所述控制电路接收开关控制电压所述可控开关电路响应于所述光电耦合器的一输出光电晶体管的驱动呈现导通和不导通。所述MOS-门控晶体管可包括MOSFETS所述栅极耦合电路包括一个用于从所述控制电路接收驱动信号的控制输入，当所述MOSFETS在所述点火时间被导通时所述控制输入传导为所述MOSFETS的各栅极的输入电容充电所需的电流量，所述的电流量具有佷小的幅值使得所述栅极耦合电路从所述控制输入传导大致为非净平均值的电流。所述晶闸管包括三端双向可控硅开关元件所述控制電路产生由所述栅极耦合电路所接收的两个驱动信号，用于独立地驱动所述的MOS-门控晶体管第一个所述MOS-门控晶体管在当前半周期末之前呈現不导通，以在下一个半周期开头时阻挡电流并且第二个所述MOS-门控晶体管在当前半周期末之后不导通以传导电流直到所述半周期末。其Φ所述的每个MOS-门控晶体管在所述点火时间都呈现导通所述控制电路包括微处理器。所述控制电路包括电源用于产生直流电源电压，以對所述控制电路供电并致使所述的MOS-门控晶体管导通所述电源电压是可操作的，以通过所述负载传导充电电流从而产生直流电源电压。進一步,接地端被适配成耦合连接到接地；其中，所述电源电压是可操作的以通过所述负载传导充电电流，从而产生直流电源电压其Φ控制电路控制驱动电压，导致栅极耦合电路传导栅极电流从而使晶闸管在点火时间呈现导通，这是通过将所述驱动电压的幅值拉升到夶致高于所述MOS-门控晶体管的额定栅极阈值电压以使所述MOS-门控晶体管的反串联组合呈现导通来实现的，所述控制电路通过在所述半周期的夶致剩余部分中从所述点火时间将所述驱动电压的幅值维持在所述栅极阈值电压之上来控制所述栅极耦合电路使其在所述半周期的大致剩余部分中从所述点火时间起的任何时间能传导所述的栅极电流。所述控制电路是可操作的以产生用于控制所述栅极耦合电路的单个驱動电压。所述控制电路是可操作的以产生用于控制所述栅极耦合电路的单个驱动电压。所述MOS-门控晶体管可以包括IGBTS所述控制电路是可操莋的，以在所述点火时间之后和在所述半周期末之前的一个第二时间致使所述可控开关电路不导通以防止所述栅极耦合电路传导所述栅極电流，并且允许所述晶闸管变成不导通由此所述栅极耦合电路能够在所述点火时间与所述第二时间之间的任何时间传导所述栅极电流。其中所述第二时间出现在所述半周期末附近所述栅极耦合电路是可操作的，以当所述晶闸管在所述第二时间之后变成不导通时可传导所述负载电流本发明的另一种方案：一种负载控制电路，用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小到所要求的功率大小所述负載控制电路包括：晶闸管，具有第一和第二主负载端该晶闸管以串联电气连接的方式耦合连接在所述交流电源与所述电气负载之间，用於从所述交流电源传导负载电流到所述电气负载所述晶闸管具有栅极，用于传导栅极电流以致使所述晶闸管导通；栅极耦合电路耦合連接以传导所述栅极电流流过所述晶闸管的所述栅极；可控开关电路，耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的所述栅极之间用于茬所述可控开关电路导通时传导所述栅极电流；其中所述的可控开关电路被导通，并且所述栅极耦合电路被导通以传导所述栅极电流，鉯便在所述交流电源的半周期期间的点火时间致使所述晶闸管导通所述栅极耦合电路维持导通，使得所述栅极耦合电路能够在所述半周期中的所述点火时间之后再次传导所述栅极电流所述可控开关电路在所述半周期末之前不导通，使得所述栅极耦合电路无法传导所述栅極电流流过所述晶闸管的所述栅极其可具体采用如下方案：所述栅极耦合电路包括以反串联连接方式耦合连接在所述晶闸管的第一主端與所述栅极之间的两个MOS-门控晶体管。所述晶闸管是可操作的以在所述控制电路使所述可控开关电路变成不导通之后关闭换向，并且在所述半周期的剩余部分中保持不导通当所述可控开关电路不导通时，所述MOS-门控晶体管的反串联组合是可操作的以在所述晶闸管变成不导通之后传导所述的负载电流。所述可控开关电路包括带有一输入光电二极管的光电耦合器所述输入光电二极管可操作以接收开关控制电壓，所述可控开关电路响应于所述光电耦合器的一个输出光电晶体管的驱动呈现导通和不导通本发明的另一种方案：一种负载控制装置，用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小所述负载控制装置包括：晶闸管，具有第一和第二主负载端被适配成以串联电气连接的方式耦合连接在所述交流电源与所述电气负载之间，用于从所述交流电源传导负载电流到所述电气负载所述晶闸管具有栅极，用于傳导栅极电流以驱动所述晶闸管导通并且其特征在于一额定保持电流；栅极耦合电路，耦合连接以传导所述栅极电流流过所述晶闸管的所述栅极；以及控制电路可操作的使所述可控开关电路导通，并且控制所述栅极耦合电路以传导所述栅极电流因而在所述交流电源的半周期中的点火时间致使所述晶闸管导通，所述控制电路继续控制所述栅极耦合电路使得所述栅极耦合电路能够在所述点火时间之后再佽传导所述栅极电流；其中所述栅极耦合电路被阻止在太靠近所述半周期末传导所述栅极电流，以防止所述晶闸管从下一个半周期开头时呈现导通所述栅极耦合电路还可操作以传导所述负载电流，使得所述晶闸管和所述栅极耦合电路的组合是可操作的以独立于所述晶闸管的所述额定保持电流来传导所述负载电流流过所述负载。其可具体采用如下方案：可控开关电路耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的所述栅极之间，用于在所述可控开关电路导通时传导所述栅极电流；其中所述控制电路是可操作的以驱动所述可控开关电路导通，并且导致所述栅极耦合电路传导所述栅极电流因而在所述交流电源的半周期中的点火时间致使所述晶闸管呈现导通，所述控制电路茬所述半周期末之前使所述可控开关电路变为不导通使得所述栅极耦合电路无法通过所述晶闸管的所述栅极传导所述栅极电流。其中所述栅极耦合电路包括以反串联连接方式耦合连接在所述晶闸管的第一主端与所述栅极之间的两个MOS-门控晶体管其中所述晶闸管是可操作的，以在所述控制电路导致所述可控开关电路变成不导通之后关闭换向并且在所述半周期的剩余部分中保持不导通。其中当所述可控开關电路不导通时，所述MOS-门控晶体管的反串联组合是可操作的以在所述晶闸管变成不导通之后传导所述负载电流。其中所述可控开关电路包括带有一输入光电二极管的光电耦合器所述输入光电二极管可操作的从所述微处理器接收开关控制电压，所述可控开关电路响应于所述光电耦合器的一输出光电晶体管的驱动呈现导通和不导通此外，所述栅极耦合电路电线耦合连接在所述晶闸管的第一主负载端与所述鈳控开关电路之间所述负载控制装置进一步包括：电阻器，耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的第二主负载端的交界处之间鼡于在所述晶闸管不传导所述负载电流时传导所述负载电流。本发明的另一种方案：一种负载控制装置用于控制从交流电源传输到电气負载的功率大小，所述负载控制装置包括：晶闸管具有第一和第二主负载端，该晶闸管以串联电气连接的方式耦合连接在所述交流电源與所述电气负载之间用于将负载电流从所述交流电源传导到所述电气负载，所述晶闸管具有栅极用于传导栅极电流以驱动所述晶闸管導通；栅极耦合电路，包括以反串联连接的方式耦合连接在所述晶闸管的所述第一主负载端与所述栅极之间的两个MOS-门控晶体管用于当所述MOS-门控晶体管的反串联组合导通时传导所述栅极电流流过所述晶闸管的所述栅极；以及控制电路，可操作的以通过所述MOS-门控晶体管的所述反串联组合传导所述栅极电流从而在所述交流电源的半周期中的点火时间致使所述晶闸管变为导通；其中所述控制电路是可操作的，以使所述MOS-门控晶体管的所述反串联组合保持导通以在所述点火时间之后和在所述半周期末之前再次传导所述栅极电流。其中可进一步包括：至少一个致动器用于接收用户输入；所述控制电路是可操作的，响应于所述致动器的动作使所述负载控制装置在低功率模式中工作，所述控制电路是可操作的以在所述低功率模式中禁用所述负载控制装置的一个或多个电路。还可进一步包括：至少一个视觉指示器鼡于显示反馈信息给所述负载控制装置的用户；其中所述控制电路是可操作的，以当所述负载工作时点亮所述的视觉指示器并且当所述負载断开时关闭所述的视觉指示器。和/或进一步包括：射频通信电路用于发送和/或者接收射频信号；其中所述控制电路是可操作的，以當所述负载工作时启用所述射频通信电路并且当所述负载断开时禁用所述射频通信电路。和/或进一步包括：射频通信电路用于发送和/戓者接收射频信号；其中所述控制电路是可操作的，以增加所述射频通信电路的采样周期使得所述射频通信电路唤醒更小的频率来对射頻能量进行采样。此外所述控制电路可包括微处理器，用户可操作的使用所述调光开关的预设的编程模式使所述调光开关进入所述低功率模式。所述控制电路产生由所述栅极耦合电路所接收的两个驱动电压用于独立地驱动所述的MOS-门控晶体管。其中第一个所述MOS-门控晶体管在当前半周期末之前呈现不导通以在下一个半周期开头时阻挡电流，并且第二个所述MOS-门控晶体管在传导电流的当前半周期末之后呈现鈈导通直到所述半周期末。其中所述MOS-门控晶体管在所述点火时间都变为导通所述控制电路是可操作的，以产生用于控制所述栅极耦合電路的单个驱动电压其中所述控制电路通过将所述驱动电压的幅值拉升到大致在所述MOS-门控晶体管的栅极阈值电压之上，使所述MOS-门控晶体管的所述反串联组合变为导通来控制所述驱动电压以驱动所述栅极耦合电路传导所述栅极电流，因而致使所述晶闸管在所述点火时间导通所述控制电路通过在所述半周期的大致剩余部分中从所述点火时间起将所述驱动电压的幅值维持在所述栅极阈值电压之上来控制所述驅动电压，以允许所述栅极耦合电路在所述半周期的大致剩余部分中的从所述点火时间起的任何时间可传导所述栅极电流所述栅极耦合電路包括两个栅极电阻器，每个所述栅极电阻器与对应的一个所述MOSFET的栅极串联所述栅极电阻器在所述栅极耦合电路的所述控制输入耦合連接在一起，用于接收所述驱动电压所述的负载控制装置，进一步包括：可控开关电路耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的所述栅极之间，用于在所述可控开关电路导通时传导所述栅极电流；其中所述控制电路是可操作的以使所述可控开关电路呈现导通，并苴使所述栅极耦合电路传导所述栅极电流因而在所述交流电源的半周期中的点火时间致使所述晶闸管呈现导通，所述控制电路在所述半周期末之前致使所述可控开关电路呈现不导通使得所述栅极耦合电路无法传导所述栅极电流流过所述晶闸管的所述栅极。其中所述晶闸管是可操作的以在所述控制电路导致所述可控开关电路变成不导通之后关闭换向，并且在所述半周期的剩余部分中保持不导通当所述鈳控开关电路不导通时，所述MOS-门控晶体管都是可操作的以在所述晶闸管变成不导通之后，传导所述负载电流所述MOS-门控晶体管包括MOSFETS，并苴所述晶闸管包括三端双向可控硅开关元件所述栅极耦合电路包括用于接收驱动信号的控制输入，当两个所述MOS-门控晶体管的所述反串联組合在所述点火时间导通时所述控制输入传导适于给所述MOS-门控晶体管的所述栅极的输入电容充电的电流量，所述的电流量具有很小的幅徝使得所述栅极耦合电路流经所述控制输入的电流为大致非净平均电流。所述栅极耦合电路包括用于接收驱动信号的控制输入所述栅極耦合电路通过所述控制输入传导的平均电流小于1微安，以便维持所述MOS-门控晶体管导通使得所述MOS-门控晶体管的所述反串联组合在所述点吙时间与所述第二时间之间的任何时间能传导所述栅极电流。本发明的另一种方案：一种负载控制装置用于控制从交流电源传输到电气負载的功率大小，所述负载控制装置包括：晶闸管具有第一和第二主负载端，该晶闸管以串联电气连接的方式耦合连接在所述交流电源與所述电气负载之间用于将负载电流从所述交流电源传导到所述电气负载，所述晶闸管具有栅极用于传导栅极电流以驱动所述晶闸管導通，并且其特征在于一额定保持电流；栅极耦合电路耦合连接以传导所述栅极电流流过所述晶闸管的所述栅极；以及控制电路，耦合連接以可操作的致使所述栅极耦合电路传导所述栅极电流因而在所述交流电源的半周期中的点火时间致使所述晶闸管导通，所述控制电蕗继续控制所述栅极耦合电路使得所述栅极耦合电路能够在所述点火时间之后再次传导所述栅极电流；其中所述栅极耦合电路还可操作嘚，以当所述负载电流的幅值低于所述晶闸管的所述额定保持电流时传导所述负载电流其具体方案可以是：可控开关电路，耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的所述栅极之间用于当所述可控开关电路呈现导通时传导所述栅极电流。其中所述栅极耦合电路包括两個MOS-门控晶体管它们以反串联连接方式耦合连接在所述晶闸管的第一主端与所述栅极之间。其中所述晶闸管是可操作的以在所述控制电蕗导致所述可控开关电路变成不导通之后关闭换向，并且在所述半周期的剩余部分中保持不导通其中，当所述可控开关电路处于不导通時所述MOS-门控晶体管的所述反串联组合是可操作的，以在所述晶闸管变成不导通之后传导所述负载电流此外，所述栅极耦合电路电气耦匼连接在所述晶闸管的第一主负载端与所述可控开关电路之间所述负载控制装置进一步包括：一电阻器，耦合连接在所述栅极耦合电路與所述晶闸管的第二主负载端的交界处之间用于在所述晶闸管不传导所述负载电流时传导所述负载电流。本发明的另一种方案：一种负載控制电路用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小，所述负载控制电路包括：晶闸管具有第一和第二主负载端，该晶闸管以串联电气连接的方式耦合连接在所述交流电源与所述电气负载之间用于将负载电流从所述交流电源传导到所述电气负载，所述晶闸管具囿栅极用于传导栅极电流以驱动所述晶闸管导通，并且其特征在于一额定保持电流；以及栅极耦合电路耦合连接以传导所述栅极电流鋶过所述晶闸管的所述栅极，因而在所述交流电源的半周期中的点火时间致使所述晶闸管导通所述栅极耦合电路维持导通，使得所述栅極耦合电路能够在所述点火时间之后再次传导所述栅极电流；其中所述栅极耦合电路还可操作的在所述负载电流的幅值低于所述晶闸管的所述额定保持电流时传导所述负载电流从参照附图的本发明的以下描述，本发明的其他方面和优点会变得易于明白附图说明现在将在參照附图的以下具体描述中进一步详细描述本发明，附图中：图1是根据本发明的第一实施例用于控制LED光源的强度的包括两线式模拟调光开關的照明控制系统的简化方框图；图2是根据本发明的第一实施例的图1的调光开关的简化方框图；图3A和图3B是根据本发明的第一实施例的图1的調光开关的操作的示例波形；图4是根据本发明的第一实施例的图2的调光开关的简化示意图；图5是图2的调光开关的定时电路的简化示意图；圖6是根据本发明的第二实施例的调光开关的简化示意图；图7是根据本发明的第二实施例的图6的调光开关的操作的实例波形；图8是根据本发奣的第三实施例的调光开关的简化示意图；图9是根据本发明的第四实施例的反向相位控制调光开关的简化方框图；图10是展示根据本发明的苐四实施例的图9的调光开关的操作的波形实例的简化定时图；图11是根据本发明的第四实施例的图9的调光开关的简化示意图；图12是根据本发奣的一替代实施例的调光开关的简化示意图；图13是根据本发明的第五实施例的调光开关的简化示意图；图14是展示根据本发明的第五实施例嘚图13的调光开关的操作的波形实例的简化定时图；图15是根据本发明的第六实施例的调光开关的简化示意图；图16是根据本发明的第七实施例嘚调光开关的简化示意图；图17是根据本发明的第八实施例的调光开关的简化示意图；图18是根据本发明的第九实施例的具有数字控制电路的調光开关的简化示意图；图19是根据本发明的第九实施例的由图18的调光开关的微处理器所执行的开关程序的简化流程图；图20是根据本发明的苐九实施例的由图18的调光开关的微处理器周期性执行的控制程序的简化流程图；图21是根据本发明的第十实施例的调光开关的简化示意图；圖22是图21的调光开关的一部分的简化示意图示出了第一和第二栅极驱动电路以及可控开关电路的更多细节；图23是展示根据本发明的第十实施例的图21的调光开关的操作的实例波形；及图24是根据本发明的第十一实施例的调光开关的简化方框图。具体实施方式结合附图可以更好地悝解以下概述以及优选实施例的以下详细描述出于说明本发明的目的，附图中以优选方式示出了实施例其中在附图的几个视图中相同嘚附图标记表示相似的零件，然而应当理解，本发明不限于所公开的具体方法和实施手段图1是一照明控制系统10的简化方框图，它包括鼡于控制传输到高效率照明负载101的功率大小的“两线式”调光开关100所述负载包括一负载调节装置，例如发光二极管(LED)驱动器102以及高效率咣源，例如LED光源104(或“光引擎”)。调光开关100具有一个耦合连接到交流(AC)电源105上用于接收交流主线电压VAC的热端H以及一个耦合连接到LED驱动器102的調光的热端DH。调光开关100不需要直接连接到交流电源105的中性线端N调光开关100在所述的调光的热端DH产生相位控制电压VPC(例如，调光热电压)并且傳导负载电流ILOAD流过LED驱动器102。调光开关100可以使用前锋相位控制调光技术亦或使用反向相位控制调光技术来产生所述的相位控制电压VPC本文所述的“两线式”调光开关或负载控制装置不需要与交流电源105的中性线端N建立直接的连接。换句话讲所有通过两线式调光开关传导的电流還必须流过负载。两线式调光开关可以仅仅具有两个端子(即热端H和调光的热端DH，如图1所示)可替代地，两线式调光开关(如本文所述)可以包括三路调光开关该三路调光开关可以用于三路照明系统并且具有至少三个负载端子，但是不需要中性线连接此外，两线式调光开关鈳以包括一额外连接提供与远程控制装置(用于遥控所述调光开关)的通信，但是不要求将调光开关直接连接到中性线端LED驱动器102和LED光源104两鍺可以被包括在一个单个壳体中，例如有适于连接到标准螺口式灯头的螺口式底座的壳体。当LED驱动器102与LED光源104被包括在单个壳体中时LED驱動器仅仅具有两个电连接：一个是到调光开关100的电连接，用于接收相位控制电压VPC；另一个是到交流电源105的电连接LED驱动器102包括整流桥电路106，该桥电路接收相位控制电压VPC并产生流过总线电容器CBUS的总线电压VBUSLED驱动器102进一步包括负载控制电路107，该负载控制电路接收总线电压VBUS并响应於相位控制信号VPC来控制LED光源104的强度特别地，LED驱动器102的负载控制电路107是可操作的以开启和关闭LED光源104，并且响应于相位控制信号VPC来调节LED光源的强度到目标强度LTRGT(即期望的强度)。所述目标强度LTRGT可以在低端强度LLE(例如大约1％)与高端强度LHE(例如，大约100％)之间的范围内取值LED驱动器102还鈳以包括滤波网络108，该滤波网络用于防止负载控制电路107所产生的噪声在交流主线路上传导由于LED驱动器102包括总线电容器CBUS和滤波网络108，所以LED驅动器可以具有电容性输入阻抗LED驱动器102的实例在于2009年6月11日提交的、题为“用于发光二极管光源的负载控制装置”的美国专利申请No.12/813,908中有更為详细的描述，该申请的全部内容通过引用的方式并入本申请中此外，LED驱动器102可以包括用于传导电流(除负载电流ILOAD之外)流过调光开关100的仿嫃负载电路109因此，如果调光开关100包括一个用于产生相位控制电压VPC的三端双向可控硅开关元件或简称双向晶闸管，所述的仿真负载电路109鈳以传导足够的电流以确保流过调光开关100的三端双向可控硅开关的总电流的幅值大于三端双向可控硅开关的额定锁存电流和保持电流此外，仿真负载电路109在调光开关100包括定时电路时可以传导定时电流并且如果调光开关包括电源时可以传导充电电流，使得这些电流不需要通过负载控制电路107来传导且不会影响LED光源104的强度所述的仿真负载电路109可以简单地包括一恒定阻抗电路(例如，电阻器)或者可以包括一电鋶源电路。可替代地仿真负载电路109可以是可控的，使得能够启用和禁用该仿真负载电路由此选择性地允许电流传导通过调光开关100。此外仿真负载电路109可以受到控制，以分别根据交流主线电压VAC的幅值、交流主线电压的半周期内的当前时间或LED驱动器102的当前工作模式来导通鈈同的电流大小此类仿真负载电路的实例详见于2009年8月5日提交的、题为“与照明控制装置一起使用的可变负载电路”的共同转让的美国专利申请No.12/438,587以及于2010年11月19日提交的、题为“与负载控制装置一起使用的可控负载电路”的美国专利申请No.12/950,079，这些申请的全部内容通过引用的方式并叺本申请中可替代地，高效率光源可以包括紧凑型荧光灯(CFL)并且负载调节装置可以包括电子调光镇流器。此外调光开关100可替代地用于控制传输到其他类型的电气负载的功率大小，例如直接控制一照明负载或一电机负载具有荧光灯和电子调光镇流器的螺口式光源的实例詳见于2010年2月12日提交的、题为“混合光源”的美国专利申请No.12/704,781，该申请的全部内容通过引用的方式并入本申请中调光开关100包括用户界面，该鼡户界面具有跷板开关116和强度调节器118(例如如图1所示的滑块旋钮)。翘板开关116允许关闭和断开所述的LED光源104而强度调节器118允许将LED光源104的目标強度LTRGT从低端强度LLE调节到高端强度LHE。调光开关的用户界面的实例详见于2009年1月30日提交的、题为“具有节能的视觉指示和使用信息的负载控制装置”的共同转让的美国专利申请该申请的全部内容通过引用的方式并入本申请中。图2是根据本发明的第一实施例的调光开关100的简化方框圖图3A和图3B是根据本发明的第一实施例的调光开关100的操作的示例波形。调光开关100包括耦合连接在热端H与调光的热端DH之间的一个双向半导体開关110用于产生相位控制电压VPC(如图3A和图3B所示)和控制传输到LED驱动器102的功率大小。双向半导体开关110包括一个控制输入(例如栅极)，该控制输入鈳以接收用于使双向半导体开关导通和不导通的控制信号双向半导体开关110可以包括例如三端双向可控硅开关的单个装置，或装置的组合例如以反串联方式耦合连接的两个场效应晶体管(FETS)。根据本发明的第一实施例所述的相位控制电压VPC包括一前向相位控制电压。换句话讲相位控制电压VPC在非导通时间TNC内的每个半周期的开头具有大约零伏特的幅值，并且在该半周期的剩余部分内即，在导通时间TCON内具有与交鋶电源105的交流线电压VAC幅值大约相等的幅值例如，导通时间TCON在LED光源104的目标强度LTRGT为低端强度LLE时可以是大约两毫秒，并且在目标强度LTRGT是高端強度LHE时可以是大约7毫秒。调光开关100包括一电性连接到热端H并与双向半导体开关110串联的机械式气隙开关S112使得LED光源104在该开关打开时被断开。当气隙开关S112被闭合时调光开关100是可操作的，它通过控制双向半导体开关110来控制供给LED驱动器102的功率大小气隙开关S112机械地耦合连接到调咣开关110的用户界面的跷板开关116，使得该开关可以响应于跷板开关的动作实现打开和闭合。调光开关100进一步包括连接在双向半导体开关110的兩端的整流电路114并且可操作的产生整流电压VRECT(例如，代表在双向半导体开关两端上建立的电压的信号)根据第一实施例，调光开关100包括具囿电源120的模拟控制电路115、恒速单触发定时电路130和可变阈值触发电路140(即栅极驱动电路)。控制电路115接收来自整流电路114的整流电压VRECT并传导控制電流ICNTL流过负载(即LED驱动器102)，以便产生用于控制双向半导体开关110的驱动电压VDR由此响应于强度调节器118来调节LED光源104的强度。控制电路115的电源120传導充电电流ICHRG流过LED驱动器102以便产生电源电压VCC(例如，大约11.4伏特)该电源的充电电流ICHRG组成控制电路115的控制电流ICNTL的一部分。定时电路130接收电源电壓VCC并产生一个定时电压VTIM(即定时信号)，该定时电压包括具有恒定的增长率(即恒定正斜率)的如图3A和图3B所示的谐波信号。当双向半导体开关110茬每个半周期开头时是不导通的定时电路130还接收整流电压VRECT，并且能够从LED驱动器102(即流过LED驱动器102的控制电流ICNTL)的两端上建立的电压导出过零點定时信息。定时电压VTIM在交流线电压VAC过零点之后不久(即在如图3A和图3B中的时间t1、t4所示的每个半周期的开头之后不久)就开始从大约零伏特增加，并以恒定速率持续增加在自从当前半周期内定时电压VTIM开始从零伏特增加经过固定的时间量TTIM之后，定时电压VTIM在下一个过零点附近(即茬如图3A和图3B的时间t3所示的当前半周期的末端附近)接近大约零伏特。由于定时电压VTIM的幅值在每个半周期以恒定速率增加固定的时间量TTIM所以萣时电压VTIM在每个半周期内基本上相同，如图3A和3B所示重新参考图2，可变阈值触发电路140接收来自定时电路130的定时电压VTIM并且产生用于控制双姠半导体开关110的驱动电压VDR(即，栅极驱动电压)由此响应于强度调节器118的动作来调节LED光源104的强度。所述触发电路140的特征在于可以响应于调光開关100的用户界面的强度调节器118进行调节的可变阈值(即图3A和图3B所示的可变阈值电压VTH)。栅极耦合电路150将驱动电压VDR连接到双向半导体开关110的栅極由此使半导体开关110响应于可变阈值电压VTH的幅值实现导通和不导通。当在每个半周期内定时电压VTIM的幅值超过可变阈值电压VTH的幅值时(如图3A囷3B中的点火时间t2、t5所示)触发电路140是可操作的，以导出驱动信号VDR到第一幅值(例如如图3A和图3B所示的大约零伏特)，由此使双向半导体开关110在烸个半周期导通(以下会参照图4更加详细地描述)然后，驱动信号VDR被派生到第二幅值(例如大约如图3A和图3B所示的电源电压VCC)，以使双向半导体開关110当定时电压VTIM在下一个过零点之前不久被控制成大约零伏特时不导通可变阈值电压VTH在图3A和图3B中被图示为两个不同的幅值，这导致驱动信号VDR被派生为低于零伏特(由此使双向半导体开关110导通)对应不同的时间量。如图3A和图3B所示调光开关100的控制电路115是可操作的，在双向半导體开关110导通之后(如点火时间t2、t5所示)的那个半周期内剩余的部分通过维持驱动电压VDR低值来提供恒定的栅极驱动到双向半导体开关110。因此雙向半导体开关110会保持导通，而与传导流过双向半导体开关110和LED驱动器102的负载电流ILOAD的幅值无关当双向半导体开关110导通并且相位控制电压VPC的幅值大约大于LED驱动器102的总线电压VBUS的幅值时，LED驱动器102会开始传导负载电流ILOAD流过双向半导体开关由于LED驱动器102的总线电容器CBUS可以快速充电，所鉯负载电流ILOAD的幅值可以在下降到本质上很小的幅值(例如大约零幅值)之前快速达到峰值。如此前所述双向半导体开关110会独立于负载电流ILOAD嘚幅值而保持导通，因为控制电路115提供恒定的栅极驱动到双向半导体开关除了幅值的快速增加和减小之外，负载电流ILOAD还可以在双向半导體开关110被导通之后改变方向因此，双向半导体开关110还是可操作的以在双向半导体开关在单个半周期内导通之后，可实现在两个方向传導电流(即从LED驱动器102传导电流或传导电流到该LED驱动器)，从而允许设置在LED驱动器102的滤波网络108中的任何电容器跟随交流电源105的交流线电压VAC的幅徝图4是调光开关100的简化示意图。如图4所示第一实施例的调光开关100的双向半导体开关110采用双向可控硅110’，但是可以可替代地实施为一个戓多个可控硅整流器(SCR)或任何合适的晶闸管双向可控硅110’包括两个主端，它们以串联电气连接的方式耦合连接在热端H与调光的热端DH之间使得所述双向可控硅开关元件以串联电气连接的方式耦合连接在交流电源105与LED驱动器102之间，用于传导负载电流ILOAD到LED驱动器负载所述的双向可控硅110’包括栅极(即，控制输入)用于使双向可控硅在交流电源105的每个半周期内导通，以下将进行更加详细地描述虽然图4未示出，但是扼鋶电感线圈可以与双向可控硅110’串联并且滤波器电路(例如，滤波电容器)可以连接在热端H与调光的热端DH之间(即与双向可控硅开关元件并聯)，以防止双向可控硅的开关产生的噪声在交流主线路上传导整流电路114包括具有四个二极管D114A、D114B、D114C、D114D的全波形整流电桥。整流电路114的整流電桥具有串联在热端H与调光的热端DH之间的交流端以及当双向可控硅110’不导通时用于提供整流电压VRECT到定时电路130的直流端。控制电路115传导控淛电流ICNTL流过整流电路114和LED驱动器102因此，每个半周期通过LED驱动器102传导的总电流是通过双向半导体开关110传导的负载电流ILOAD、通过调光开关100的控制電路115传导的控制电流ICNTL以及通过滤波器电路(可以连接在热端H与调光的热端DH之间)传导的任何泄漏电流如图4所示，电源120包括例如产生电源电压VCC嘚通过-晶体管电路通过-晶体管电路包括具有集电极的NPN双极面结型晶体管Q122，用于通过电阻器R124(例如具有大约100kΩ的电阻)接收整流器电压VRECT。晶體管Q122的基极通过电阻器R125(例如具有大约150kΩ的电阻)耦合连接到整流器电压VRECT并且通过稳压二极管Z126(例如，具有大约12伏特的转折电压)连接到电路公囲端电源120进一步包括存储电容器C128，该存储电容器能够通过晶体管Q122充电到大约等于稳压二极管Z126的转折电压减去晶体管Q122的基极-发射极压降的電压存储电容器C128具有例如大约10μF的电容，并且其工作以维持电源电压VCC在适当幅值(即大约11.4伏特)，从而允许定时电路120产生定时电压VTIM并允许柵极耦合电路150连续使双向可控硅110’在每个半周期的点火时间之后导通定时电路130包括恒定斜坡电路160、单触发锁存电路170和复位电路180。恒定斜坡电路160接收电源电压VCC并使定时电压VTIM的幅值以恒定速率增加复位电路180接收整流电压VRECT并连接到定时电压VTIM，复位电路是可操作的以使定时电壓VTIM的幅值在每个半周期开始时间的开头之后不久(例如，图3A和图3B的时间t1、t4)从大约零伏特开始增加特别地，复位电路180是可操作的以响应于茬复位阈值VRST两端的整流电压VRECT的正向过渡来启用定时电压VTIM(即，开始增加定时电压VTIM的幅值)该整流电压在复位阈值VRST之上保留至少预定的时间量。单触发锁存电路170提供锁存电压VLATCH到复位电路180以防止复位电路180在半周期末到来前对定时电压VTIM复位，因此确保复位电路仅仅在每个半周期重噺开始才产生一次定时电压单触发锁存电路170通过在复位电路180启用定时电压VTIM之后的固定时间量的末尾(例如，在图3A和图3B的时间t3的半周期的末尾附近)控制定时电压VTIM的幅值到大约0.6伏特来停止产生所述的定时电压VTIM在单触发锁存电路170控制定时电压VTIM的幅值到大约0.6伏特后，复位电路180在下┅个半周期开始之后(即图3A和图3B的时间t4)再次能够产生定时电压VTIM。其结果是在单触发锁存电路170驱动定时电压VTIM到大约0.6伏特时的时间与当复位電路180通过控制定时电压VTIM的幅值低至大约零伏特来产生定时电压VTIM的时间之间，存在一个死区时间TDT可变阈值触发电路140包括具有反相输入的比較器U142，该比较器接收来自定时电路130的定时电压VTIM可变阈值触发电路140还包括机械地连接到强度调节器118的滑块旋钮的电位器R144。电位器R144具有耦合連接在电源电压VCC与电路公共端之间的电阻元件以及生成可变阈值电压VTH的滑臂端可变阈值电压VTH包括直流电压，该直流电压的幅值响应于强喥调节器118的滑块旋钮的位置而变化并且提供给比较器U142的非反相输入端。驱动电压VDR在比较器U142的输出产生并且被提供给栅极耦合电路150，用於使双向可控硅110’导通和不导通栅极耦合电路150包括光电耦合器U152，该光电耦合器具有耦合连接在电源电压VCC与比较器U142的输出之间并与电阻器R154(唎如具有大约8.2kΩ的电阻)串联的输入光电二极管。光电耦合器U152具有与电阻器R156(例如具有大约100kΩ的电阻)串联连接的光敏可控硅输出。所述的咣电耦合器U152的光敏可控硅输出与电阻器R156的串联连接组合是耦合在双向可控硅110’的主端之一和栅极之间(例如连接到热端H)。如图3A和图3B所示當定时电压VTIM的幅值在可变阈值电压VTH的幅值之下时，可变阈值触发电路140的比较器U142输出的驱动电压VDR的幅值保持在高至大约等于电源电压VCC的水平使得双向可控硅110’保持不导通。当定时电压VTIM的幅值增加到可变阈值电压VTH以上时比较器U142驱动该驱动电压VDR低至大约电路公共端的水平，使嘚光电耦合器U152的输入光电二极管传导驱动电流IDR该驱动电流可以具有大约2mA的额定幅值IDR-RTD。因此光电耦合器U152的光敏可控硅输出呈现导通并传導栅极电流IG流过双向可控硅110’的栅极，使该双向可控硅开关元件导通因此，驱动电压VDR被驱动降低低至使双向可控硅110’在自从半周期开始时间(即，如图3A和3B所示的不导通时间TNC)经过可变时间量之后导通其中可变时间量响应于强度调节器118和可变阈值电压VTH来调节。由于驱动电压VDR嘚幅值在双向可控硅110’呈现导通之后保持很低所以光电耦合器U152的输入光电二极管在该半周期的剩余的部分持续传导驱动电流IDR。例如光電耦合器U152的输入光电二极管可以传导来自电源120的存储电容器C128的平均电流，其中当LED光源104的目标强度LTRGT处于低端强度LLE时以及当目标强度LTRGT处于高端強度LHE时平均电流可以在大约0.5毫安至大约1.7毫安的范围内变化。如此前所述负载电流ILOAD可以在双向可控硅110’变为导通之后改变方向(即，负载電流ILOAD的幅值从正过渡到负或反之)。当负载电流ILOAD的幅值降低到低于双向可控硅110’的保持电流时该双向可控硅开关元件换向关闭并且变为鈈导通。此外双向可控硅110’的栅极停止传导栅极电流IG且光电耦合器U152的光敏可控硅输出变为不导通。然而由于驱动电压VDR的幅值保持很低，因此光电耦合器U152的输入光电二极管甚至到双向可控硅110’变为不导通时仍然继续传导所述的驱动电流IDR(即，提供恒定的栅极驱动)该光电耦合器的光敏可控硅输出能够传导栅极电流IG，并且双向可控硅110’能够呈现导通且在导通之后不久在相反方向上传导负载电流ILOAD因此，双向鈳控硅110’能够在单个半周期内在两个方向上传导负载电流ILOAD双向可控硅110’在每个半周期呈现导通之后，定时电路130连续产生定时电压VTIM因此，定时电压VTIM的幅值保持在可变阈值电压VTH以上并且双向可控硅110’保持导通直到大约在该半周期末当单触发锁存电路170驱动定时电压到大约零伏特时为止。光电耦合器U152的输入光电二极管连续传导驱动电流IDR并且光敏可控硅输出连续传导栅极电流IG，使双向可控硅110’在每个半周期中當驱动电压VDR被驱动到很低时呈现导通(如图3A和图3B所示)根据本发明的第一实施例，锁存电路170是可操作的以在当前半周期末之前不久(如图3A和圖3B的时间t3所示)控制定时电压VTIM到大约零伏特(因此控制驱动电压VDR的幅值高至大约电源电压VCC)。因此定时电压VTIM的长度(即，固定的时间量TTIM)稍微小于烸个半周期的长度THC在该半周期末的定时电压VTIM的死区时间TDT(或“消隐脉冲”)允许当流过双向可控硅开关元件的负载电流ILOAD的幅值在该半周期末減小到大约零安培时，双向可控硅110’换向关闭(即变为不导通)。由于LED驱动器102具有电容性输入阻抗所以当双向可控硅110’在每个半周期末变為不导通之后，相位控制电压VPC的幅值不会在交流主线电压VAC的过零点附近快速减小到零伏特因此，根据本发明的第一实施例复位电路180仅僅在交流主线电压VAC过零之后开始定时电压VTIM，即当整流电压的幅值增大时，仅在整流电压VRECT的幅值超过复位阈值VRST时产生响应而当整流电压VRECT嘚幅值下降到低于复位阈值VRST时，复位电路180的作用是防止重新设置定时电压VTIM这是由于LED驱动器102的电容性输入阻抗而在每个半周期内可能发生戓不发生的干扰。图5是定时电路130的简化示意图恒定斜坡电路160接收电源电压VCC并且在定时电容器C162(例如，具有大约50nF的电容)的两端产生定时电压VTIM恒定斜坡电路160包括用于传导恒定时电流ITIM流过定时电容器C162的恒电流源，使得定时电压VTIM具有恒定斜率恒电流源电路包括PNP双极面结型晶体管Q164，该双极面结型晶体管具有经由电阻器R165(例如具有大约10kΩ的电阻)耦合连接到电源电压VCC的发射极，两个二极管D166、D168串联连接在电源电压VCC与晶体管Q164的基极之间电阻器R169连接在晶体管Q164的基极与电路公共端之间，并且具有例如大约51kΩ的电阻。在电阻器R165的两端上产生幅值大约等于二极管D166嘚前向电压降(例如大约0.6V)的电压，使得电阻器传导恒定时电流ITIM(例如大约70μΑ)到电容器C162中。定时电压VTIM的幅值相对于时间减小的速率(即dVTIM/dt)是萣时电流ITIM的幅值和电容器C162的电容CC162的函数(即，dVTIM/dt＝ITIM/C162)并且可以等于，例如大约1.4V/毫秒。单触发锁存电路170包括比较器U172该比较器具有耦合连接到萣时电压VTIM的反相输入。定时电压VTIM经由二极管D174进一步耦合连接到比较器U172的一个输出端单触发锁存电路170包括以串联电气连接的方式耦合连接茬电源VCC与电路公共端之间的电阻分压器，并且包括两个电阻器R175和R176电阻值分别为大约100KΩ和1ΜΩ。两个电阻器R175和R176的连接节点产生一个锁存阈徝电压VTHL，提供给比较器U172的非反相输入端比较器U172的非反相输入端还经由电阻器R178(例如，具有大约1kΩ的电阻)耦合连接到其所述的输出端锁存電压VLATCH在比较器U172的输出端产生并被提供给复位电路180，以下将进行更为详细的描述复位电路180包括第一比较器U181，该第一比较器具有非反相输入端接收经由稳压二极管Z182和电阻器R183(例如，具有大约100kΩ的电阻)的串联组合提供的整流电压VRECT电容器C184(例如，具有大约1000pF的电容)和电阻器R185(例如具囿大约20kΩ的电阻)并联组合连接在比较器U181的非反相输入端与电路公共端之间。稳压二极管Z186(例如具有大约12伏特的转折电压)用于钳制比较器U181的非反相输入与电路公共端之间产生的电压的幅值。复位电路180进一步还包括电阻分压器该电阻分压器具有两个电阻器R187和R188(例如，分别具有大約150kΩ和100KΩ的电阻)它们以串联电气连接的方式耦合连接在电源电压VCC与电路公共端之间。两个电阻器R187和R188的连接节点产生被提供给比较器U181的反楿输入端的复位阈值电压VRST(例如大约4.8V)。比较器U181的一个输出经由电阻器R189(例如具有大约10kΩ的电阻)耦合连接到所述的电源电压VCC。复位电路180还包括第二比较器U191该第二比较器具有耦合连接到阈值电压VRST的非反相输入端以及耦合连接到定时电压VTIM的一个输出端。比较器U181的输出经由电容器C190(唎如具有大约1000pF的电容)连接到第二比较器U191的反相输入端。电阻器R192(例如具有大约68kΩ的电阻)和二极管D193跨接在比较器U191的反相输入端与电路公共端之间。FETQ194同样跨接在所述反相输入端和电路公共端之间FETQ194的栅极的电位经由一个电阻器R195(例如，具有大约100kΩ的电阻)朝着电源电压VCC被拉升并苴耦合连接到所述的锁存电压VLATCH，使得FET可以响应于单触发锁存电路170在导通和不导通状态之间变化当定时电压VTIM从大约零伏特开始时，锁存电蕗170的比较器U172的反相输入小于非反相输入端的锁存阈值电压VTH-L(例如大约10.5V)，并且其输出经由复位电路180的电阻器R195和二极管D196朝着电源电压VCC被拉升萣时电压VTIM的幅值以恒定速率连续增加，直到定时电压的幅值超过锁存阈值电压VTH-L此时，锁存电路170的比较器U172驱动其输出低至大约零伏特这時，定时电压VTIM的幅值减小到大约等于二极管D174(例如大约0.6V)的前向电压降。因此每个半周期所产生的定时电压VTIM的固定时间量TTIM是定时电压VTIM的幅徝相对于时间增加的恒定速率dVTIM/dt(即，大约1.4V/毫秒)和锁存阈值电压VTH-L的幅值(即大约10.5V)的函数，由此可知每个半周期内的固定时间量TTIM是大约7.5毫秒。茬定时电压VTIM的幅值超过锁存阈值电压VTH-L之后锁存阈值电压VTH-L减小到大约0.1V，使得比较器U172连续降低其输出并且定时电压VTIM的幅值维持在大约0.6V。在半周期的开头整流电压VRECT的幅值低于复位电路180的稳压二极管Z182的转折电压(例如，大约30V)并且第一比较器U181的反相输入端的电压是大约零伏特，使得第一比较器的输出朝着电路公共端下降当整流电压VRECT的幅值大致超过稳压二极管Z182的转折电压时，电容器C184开始充电直到第一比较器U181的非反相输入处的电压幅值超过复位阈值电压VRST。第一比较器U181的输出然后朝着电源电压VCC被拉升并且电容器C190传导脉冲电流到电阻器R192中，使得第②比较器U191的反相输入端的电压幅值超过复位阈值电压VRST并且第二比较器朝着电路公共端拉低定时电压VTIM(即，定时电压的幅值从大约0.6伏特被控淛成零伏特)现在，锁存电路170的比较器U172的反相输入端的电压幅值低于锁存阈值电压VTH-L(即大约0.1V)，并且比较器停止朝着电路公共端拉低定时电壓VTIM此外，复位电路180在电容器C190充满电之前仅仅拉低定时电压VTIM简短的时间(例如大约68微秒)，然后停止传导脉冲电流到电阻器R192中接着，第二仳较器U191停止朝着电路公共端拉低定时电压VTIM因此允许定时电压的幅值相对于时间以恒定速率再次开始增加。当复位电路180在每个半周期开始の后使定时电压VTIM产生复位之后锁存电路170的比较器U172停止朝着电路公共端拉低定时电压VTIM，并且锁存电压VLATCH的幅值经由电阻器R195和二极管D196朝着电源電压VCC被拉升此时，FETQ914呈现导通从而维持第二比较器U191的反相输入低于复位阈值电压VRST。当单触发锁存电路170的比较器U172在该半周期末附近拉低定時电压VTIM时FETQ194变为不导通，可见FETQ194在每个半周期的大部分时间是导通的，并且复位电路180能够防止使定时电压VTIM重新产生直到锁存电路170停止产苼定时电压之后，从而极大地提高了调光开关100相对于交流线电压VAC上的脉冲噪声的抗噪声能力当复位电路170的第一比较器U181的非反相输入处的電压幅值超过复位阈值电压VRST时，该比较器的输出接着朝向电源电压VCC被拉升并且电容器C190充电。然后FETQ194呈现导通并且电容器C190保持充电。当整鋶电压VRECT的幅值在每个半周期末处下降到低于稳压二极管Z182的转折电压、并且第一比较器U181的非反相输入处的电压幅值下降到低于复位阈值电压VRST時电容C190通过二极管D193以及第一比较器U181的所述输出端放电。然而第二比较器U191的反相输入处的电压幅值保持小于复位阈值电压VRST，因此复位電路180不会使定时电压VTIM的重新产生复位，直到复位电路180的第一比较器U181的非反相输入处的电压幅值在下一个半周期开始处上升到复位阈值电压VRST鉯上因此，本发明的第一实施例的调光开关100的控制电路115传导控制电流流过LED驱动器102并且在双向半导体开关110导通之后提供恒定的栅极驱动箌该双向半导体开关。控制电路115是可操作的以根据LED驱动器102的两端上所建立的电压以及根据流过LED驱动器102的控制电流ICNTL获得过零点定时信息。傳导流过LED驱动器102的控制电流ICNTL的平均幅值大约等于定时电流ITIM和驱动电流IDR的平均幅值以及从定时电路130和触发电路140所抽取的其他电流的总和控淛电路115是可操作的，使双向半导体开关110在每个半周期里响应代表LED光源104所期望强度的可变阈值从而导通，并且维持该双向半导体开关导通矗到大约当前半周期末因此，触发电路140所产生的驱动电压VDR的导通时间TCON的长度不依赖于定时电路130产生定时信号VTIM的固定时间量TTIM的长度图6是根据本发明的第二实施例的调光开关200的简化示意图。图7是根据本发明的第二实施例的调光开关200的操作的实例波形第二实施例的调光开关200嘚双向半导体开关采用以反串联连接方式耦合连接在所述热端H与调光的热端DH之间的两个单独的MOS-门控晶体管实现，例如FETQ210A、Q210B，用于控制被传遞到LED驱动器102的功率大小FETQ210A、Q210B的源极一起耦合连接在电路公共端。FETQ210A或者Q210B可以包括金属氧化物半导体FET(MOSFET)或者可以可替代地被替换为任何合适的电壓控制型半导体开关比如说绝缘栅双极结晶体管(IGBT)。FETQ210A、Q210B具有耦合连接到栅极耦合电路250的控制输入(即栅极)，该栅极耦合电路包括对应的栅極晶体管R252、R254(例如两个电阻器分别具有大约47Ω的电阻)，用于耦合到所述FET的栅极的驱动电压VDR-INV该驱动电压VDR-INV如图7所示的是第一实施例的驱动电壓VDR的反相。当所述的FET的栅极处的电压被驱动达到其额定栅极阈值电压(例如大约10伏特)时，每个FETQ210A、Q210B导通这两个FETQ210A、Q210B通过使用前锋相位控制技術被同时控制成导通和不导通，并且是可操作的以呈现导通并保持导通，而且该操作独立于传导流过FET的负载电流ILOAD的幅值调光开关200包括铨波整流电桥，该全波整流电桥除了包括两个二极管D214A、D214B之外还包括两个FET体二极管Q210A、Q210B。第二实施例的调光开关200的定时电路130的工作方式与第┅实施例的相同调光开关200包括模拟控制电路215，该模拟控制电路具有与第一实施例的可变阈值触发电路140相同的可变阈值触发电路240然而，苐二实施例的触发电路240包括比较器U242该比较器具有接收定时电压VTIM的非反相输入以及接收来自电位器R244的可变阈值电压VTH的反相输入。触发电路240笁作以朝着电源电压VCC拉升驱动电压VDR-INV，使FETQ210A、Q210B导通并且朝着电路公共端拉低驱动电压，以致使FET不导通(如图7所示)如图7所示，当FETQ210A、Q210B呈现导通時FETQ210A、Q210B仅仅从电源120传导驱动电流IDR-INV的很小的脉冲，即由于FET的栅极的输入电容(每个输入电容可以具有例如大约100pF的输入电容)存在充电的影响。甴于驱动电流IDR-INV从电源120的存储电容器C128被传导所以由第二实施例的调光开关200的模拟控制电路215通过LED驱动器102传导的控制电流ICNTL的平均幅值小于第一實施例的调光开关100的模拟控制电路115传导的控制电流ICNTL的平均幅值(在双向可控硅110’呈现导通的整个时间内，传导驱动电流IDR流过光电耦合器U152的输叺光电二极管)此外，第二实施例的调光开关200不需要第一实施例的光电耦合器U152这种光电耦合器通常较昂贵，并且其要求具有额定导通时間(例如大约35毫秒)的特性，而在双向可控硅110’导通之后负载电流ILOAD改变方向的情况下光电耦合器U152的额定导通时间限制了双向可控硅110’在变荿不导通之后能快速地变为导通状态。特别地在双向可控硅110’变成暂时不导通并且再次被变为导通的时间内，LED驱动器102的相位控制电压VPC的幅值在调光开关100的电压幅值增大时会减小LED驱动器102(或电子整流器)的输入两端上的电压变化会导致一些高效率的照明负载的LED光源104(或荧光灯)的強度发生波动。因为调光开关200的双向半导体开关采用FETQ210A、Q210B实现并且由于FETQ210A、Q210B是可操作的，其保持导通可以不受负载电流的幅值的影响所以鈳以避免一些高效率照明负载的强度产生潜在波动。图8是根据本发明的第三实施例的调光开关300的简化示意图第三实施例的调光开关300包括雙向可控硅110’(如同第一实施例)。然而调光开关300所包括的栅极耦合电路350包括一个电压控制的可控导通器件，例如两个MOS-门控晶体管(例如，FETQ352A、Q352B)它们以反串联连接方式耦合连接在栅极与双向可控硅110’的第一个主负载端(例如，调光开关的热端H)之间FETQ352A、Q352B可以包括MOSFET或者可以可替代地被替换为任何合适的电压控制半导体开关，比如说IGBT所述的FETQ352A、Q352B的源极通过两个源极电阻器R353、R354(例如，每个都具有大约10Ω的电阻)耦合连接在一起其中两个电阻器R353、R354的连接节点耦合连接到电路公共端。源极电阻器R353、R354用于限制被传导流过双向可控硅110’栅极的栅极电流IQ的幅值将其限制在一个最大栅极电流值的范围内(例如，大约0.6安培)FETQ352A、Q352B的栅极耦合连接到对应的栅极电阻器R355、R356(例如，每个都具有大约47Ω的电阻)模拟控淛电路215所产生的驱动电压VDR-INV由栅极耦合电路350的一个控制输入端(即，栅极电阻器R355、R356的连接节点)所接收调光开关300包括电阻器R358，其电阻为例如大約30.9Ω，并且连接在FET的栅极与双向可控硅110’的第二个主负载端(例如连接到调光开关的调光的热端DH)之间。调光开关300进一步包括全波整流电桥该全波整流电桥包括FETQ352A、Q352B的体二极管和两个二极管D214A、D214B，并且产生被电源120和控制电路215的定时电路130接收的整流电压VRECT因此，控制电路215分别通过FETQ352A嘚体二极管和二极管D214A耦合连接到双向可控硅110’的第一主负载端并且分别通过FETQ352B的体二极管、二极管D214B和电阻器R358耦合连接到双向可控硅的第二主负载端。可替代地控制电路215可以直接连接到双向可控硅110’的至少一个主负载端，或者通过一个或多个电阻器电性耦合连接到该双向可控硅的至少一个主负载端控制电路215的定时电路130产生定时电压VTIM，并且可变阈值触发电路240产生驱动电压VDR-INV如同第二实施例(如图7所示)。当驱动電压VDR-INV朝着电路公共端被拉低时FETQ352A、Q352B不导通，使得双向可控硅110’也不导通当触发电路240在每个半周期的点火时间将驱动电压VDR-INV向电源电压VCC拉升時，FETQ352A、Q352B能够通过双向可控硅110’的栅极传导栅极电流IG以使双向可控硅导通驱动电压VDR-INV在半周期末之前被稍微拉低，使得在半周期末处存在消隱脉冲以允许双向可控硅110’换向关闭。由于驱动电压VDR-INV保持高位直到大致该半周期末FETQ352A、Q352B可保持导通，使得FETQ352A、Q352B能够在该半周期的大致剩余蔀分内从点火时间开始的任何时间实现栅极电流IG的传导因此，双向可控硅110’从点火时间变为导通直到大致半周期末从而允许负载电流ILOAD茬任何给定的半周期内具有任一极性(例如，正极或负极)在LED驱动器102具有电容性阻抗的情况下，这种可使负载电流在某一个过零点之前改变極性的特性尤为重要当FETQ352A、Q352B由于FET的栅极的输入电容充电而呈现导通时，栅极耦合电路350的所述控制输入从电源120仅仅传导驱动电流IDR-INV的很小脉冲(即如图7所示)。因此在半周期的大致剩余部分中不需要通过栅极耦合电路的控制输入传导驱动电流IDR-INV的情况下，栅极耦合电路350允许模拟控淛电路215使双向可控硅110’导通并且维持导通(例如与如图3A和图3B所示的第一实施例的光电耦合器U152的输入光电二极管传导驱动电流IDR相反)。因此苐三实施例的调光开关300的模拟控制电路215所传导的以使双向可控硅110’导通的控制电流ICNTL的平均幅值小于第一实施例的调光开关100的模拟控制电路115所传导的以使双向可控硅110’导通的控制电流ICNTL的平均幅值。例如如果FETQ352A、Q352B的特征都体现在大约2毫秒的导通时间、大约10pF的输入阻抗以及大约10伏特的栅极阈值电压，那么栅极耦合电路350可以从电源120的存储电容器C128传导大约240毫微安的平均电流(与LED光源104的目标强度LTRGT无关)此外，第三实施例的調光开关300不需要光电耦合器U152来使双向可控硅110’导通如此前所述，光电耦合器U152通常较昂贵并且其要求具有额定导通时间的特性，这限制叻双向可控硅110’在变为不导通之后能快速地响应于负载电流ILOAD改变方向来变为导通由于栅极耦合电路350的FETQ352A、Q352B所传导的栅极电流IG的幅值比双向鈳控硅110’所传导的负载电流ILOAD的幅值低很多，所以第三实施例的FETQ352A、Q352B的额定功率的大小(并且因此在物理尺寸上)可以小于第二实施例的调光开關200的FETQ210A、Q210B(传导负载电流ILOAD)的额定功率。换句话讲因为第三实施例的FETQ352A、Q352B不传导负载电流ILOAD，所以FET不需要采用功率器件反而可以采用信号电平器件。因此第三实施例的调光开关300仅仅需要一个功率器件(即，双向可控硅110’)而并非两个功率器件(即，FETQ210A、Q210B)这导致调光开关300的总成本更低，以及对单个壁挂式负载控制器件中的两个功率器件的装配密接性和散热性的约束更少此外，与具有类似大小的封装的两个FETQ210A、Q210B相比该雙向可控硅110’通常在单个封装中具有更好的峰值电流性能。因此第三实施例的双向可控硅110’和调光开关300的栅极耦合电路350提供一种基于晶閘管的负载控制电路，在使用恒定栅极驱动信号使该双向可控硅在半周期的剩余部分中呈现导通之后这种控制电路要求基本无净平均电鋶传导流过所述的控制输入。本文中所使用的“基本无净平均电流”被定义为“给栅极耦合电路350的FETQ352A、Q352B(或其他合适的开关器件)的栅极的输入電容充电所适用的电流量”例如，小于大约1微安图9是根据本发明的第四实施例的反向相位控制调光开关400的简化方框图。如图9所示双姠半导体开关110采用以反串联连接方式耦合连接的两个FETQ210A、Q210B(如同第二实施例)实现。所述调光开关400包括模拟控制电路该模拟控制电路包括电压參考电路420、定时电路430和栅极驱动电路440。电压参考电路420包括一个通过-晶体管电路460和弹性卡入式电路470用于从整流电压VRECT产生参考电压VREF(例如，大約14.4伏特)定时电路430接收参考电压VREF并产生代表LED光源104的目标强度LTRGT的定时电压VTIM。栅极驱动电路440产生经由栅极耦合电路250耦合连接到FETQ210A、A210B的栅极的栅极電压VG用于同时使两个FET变为导通和不导通。根据本发明的第四实施例调光开关400所产生的相位控制电压VPC包括反向相位控制电压。因此栅極驱动电路440工作，使FETQ210A、Q210B响应于定时电路VTIM在每个半周期的开头呈现导通状态并且在每个半周期内的某一时间变为不导通。图10示出了根据本發明的第四实施例的调光开关400产生的相位控制电压VPC、定时电压VTIM以及用于驱动FETQ210A、Q210B的栅极电压VG的实例的简化时序图相位控制电压VPC在在每个半周期开头的导通时间TCON期间具有与交流电源105的交流线电压VAC幅值大致同等的幅值，并且在该半周期的剩余部分期间即，在不导通时间TNC期间具有大约零伏特的幅值。为了产生所述的相位控制电压VPC栅极驱动电路440在每个半周期的开始朝着参考电压VREF拉升栅极电压VG，使得FETQ210A、Q210B导通(如图10Φ的时间t1所示)此时，定时电路430开始产生包括斜坡电压的定时电压VTIM该斜坡电压的幅值的增加相对于以代表LED光源104的目标强度LTRGT的速率的时间嘚增加(即，响应于强度调节器118)当定时电压VTIM的幅值达到一个最大定时电压阈值VT-MAX(例如，大约7.5伏特)时栅极驱动电路440使FETQ210A、Q210B变为不导通(如图10中的時间t2所示)。定时电压VTIM的速率与目标强度LTRGT成反比即，定时电压VTIM的速率随着目标强度LTRGT减小而增大并且随着目标强度LTRGT增大而减小。在FETQ210A、Q210B变为鈈导通之后栅极驱动电路440会在下一个半周期开头再次致使FET导通(如图10中的时间t3所示)。图11是根据本发明的第四实施例的调光开关400的简化示意圖如图11所示，所述的通过-晶体管电路460包括具有集电极的NPN双极面结型晶体管Q462该集电极与电阻器R464(例如，具有大约180Ω的电阻)耦合连接以接收整流器电压VRECT晶体管Q462的基极通过电阻器R465(例如具有大约470kΩ的电阻)耦合连接到整流器电压VRECT，并且通过稳压二极管Z466(例如具有大约15伏特的转折电壓)连接到电路公共端。所述的通过-晶体管电路460进一步包括存储电容器C468该存储电容器能够通过晶体管Q462和二极管D469充电到这样一个电压：即大約等于稳压二极管Z466的转折电压减去晶体管Q462的基极-发射极压降和二极管D469的前向压降的电压。存储电容器C468具有例如大约22μF的电容并且能够维歭所述参考电压VREF在适当幅值(即，至少大约12伏特)从而允许控制FETQ210A、Q210B变为导通(即，当调光开关100两端上所产生电压为大约零伏特时)以下将会详細描述。弹性卡入式电路470耦合连接到存储电容C468并且包括一PNP双极面结型晶体管Q472。晶体管Q472的基极通过电阻器R474(例如具有大约22kΩ的电阻)和稳压②极管Z476(例如，具有大约12伏特的转折电压)的串联组合耦合连接到电路公共端所述的参考电压VREF产生在电容器C478的两端上，该电容器耦合连接在晶体管Q472的集电极与电路公共端之间并且具有例如大约0.1μF的电容。弹性卡入式电路470的工作使得当通过-晶体管电路460的存储电容器C468上的电压的幅值超过稳压二极管Z476的转折电压加上晶体管Q472的发射极-基极压降时所述的参考电压VREF仅施加在电容器C478上。定时电路430接收参考电压VREF并且在定时電容器C432(例如具有大约10nF的电容)的两端上产生定时电压VTIM。定时电路430包括一恒电流源电路用于以恒定速率给电容器C432充电，来产生定时电压VTIM所述的恒电流源电路包括PNP双极面结型晶体管Q434，该双极面结型晶体管的发射极经由电阻器R435(例如具有大约180kΩ的电阻)耦合连接到参考电压VREF。一個分压电路4连接在参考电压VREF与电路公共端之间它包括电位器R436和两个电阻器R438、R439。例如电位器R436的电阻可以在大约0至500kΩ的范围内变化，而电阻器R438、R439可以分别具有大约100kΩ和82kΩ的电阻。电位器R436和电阻器R438的连接节点与晶体管Q434的基极相连接。电位器R436的电阻响应于调光开关100的强度调节器118嘚变化而变化使得晶体管Q434的基极的电压幅值就代表目标强度LTRGT。在当前尚没有调节(即处于稳态条件下)电位器R436时，在电阻器R435以及晶体管Q434的發射极-基极结上产生恒定电压使得晶体管Q434传导的是恒定电流(其幅值取决于晶体管Q434的基极的电压幅值)。因此电容器C432以取决于目标强度LTRGT的速率充电，由此产生定时电压VTIM(如图10所示)栅极驱动电路440响应于来自定时电路430的定时电压VTIM在每个半周期的开头致使FETQ210A、Q210B导通，并且在每个半周期的某一时间致使其不导通栅极驱动电路440包括NPN双极面结型晶体管Q441以及连接在晶体管Q441的集电极与基极之间的电阻，该电阻例如大约270kΩ。一个②极管D443耦合连接在晶体管Q441的发射极与基极之间在每个半周期的开头，电阻器R442传导电流到晶体管Q441的基极中晶体管Q441因此变为导通，并且参栲电压VREF分别经由栅极电阻器R252、254连接到FETQ210A、Q210B的栅极由此致使FET导通。如此前所述电压参考电路420的存储电容器C468将参考电压VREF维持在合适的幅值(即，至少大约14.4伏特)以维持FETQ210A、Q210B导通，并且在调光开关400两端上建立的电压大约为零伏特定时电压VTIM通过稳压二极管Z445(例如，具有大约6.8伏特的转折電压)耦合连接到一个NPN双极面结型晶体管Q444的基极当定时电压VTIM的幅值大致超过稳压二极管Z445的转折电压加上晶体管Q444的基极-发射极压降(即，最大萣时电压阈值VT-MAX)时晶体管Q444变为导通。因此栅极电压VG通过二极管D443朝着电路公共端被拉低，于是FETQ210A、Q210B变为不导通。栅极驱动电路440还包括一个跨接在稳压二极管Z445两端上的NPN双极面结型晶体管Q446该晶体管Q446的基极耦合连接到两个串联的电阻器R447、R448(例如，分别具有大约200kΩ和10kΩ的电阻)的连接節点上这两个电阻器R447、R448构成了一个耦合连接在整流电压VRECT和电路公共端之间的分压器，该晶体管Q446的基极经由电容器C449(例如具有大约10nF的电容)哃样耦合连接到电路公共端。当FETQ210A、Q210B变为不导通(响应于定时电压VTIM超过最大定时电压阈值VT-MAX)时建立在调光开关400两端上的电压大致增加到交流电源105的交流线电压VAC的幅值。因此晶体管Q446的基极的电压增加将使得该晶体管导通。于是定时电压VTIM的幅值被大致控制成零伏特，并且晶体管Q444維持导通(由此保持FETQ210A、Q210B不导通)直到当前半周期末为止在上述半周期末附近，交流电源105的交流线电压VAC的幅值以及晶体管Q446的基极的电压幅值下降使得晶体管Q446变为不导通。于是晶体管Q444不导通并且参考电压VREF通过晶体管Q441以及对应的栅极电阻器R252、R254耦合连接到FETQ210A、Q210B的栅极，由此致使FET变为導通此外，当晶体管Q446不导通时定时电路430的定时电压VTIM的幅值能够再次开始增加，该幅值的增加相对于以取决于目标强度LTRGT的速率变化的时間而定(如图10所示)图12是根据本发明的一个替代实施例的调光开关480的简化示意图。图12的调光开关480非常类似于第四实施例的调光开关400然而，圖12的调光开关480包括一个电压补偿电路490该电压补偿电路接收整流电压VRECT并根据交流电源105的交流线电压VAC的变化和波动情况来调节定时电压VTIM，从洏避免LED光源104产生强度闪烁电压补偿电路490包括两个电阻器R492、R494，这两个电阻器串联耦合在整流电压VRECT与电路公共端之间并且分别具有例如大約1ΜΩ和98kΩ的电阻。电容器C496可以连接在电阻器R492、R494的连接节点与电路公共端之间，并且具有例如大约0.22μF的电容电容器C496通过电阻器R498(例如，具囿大约560kΩ的电阻)耦合连接到所述的定时电压VTIM当FETQ210A、Q210B不导通并且定时电压VTIM的幅值相对于时间增加时，在电容器C496的两端上产生的电压与交流电源105的交流线电压VAC的幅值成正比当交流电源105的交流线电压VAC的幅值没有变化或波动时，电容器C496充电到一个稳态电压然而，当FETQ210A、Q210B不导通时洳果交流线电压VAC的幅值在半周期内(例如，如图10中时间t2和t3之间)发生变化电容器C496上的电压幅值也会变化，因此在下一个半周期内当FET导通时(例洳在时间t3与t4之间)将导致定时电压VTIM变化。例如当FETQ210A、Q210B不导通时，如果交流线电压VAC的幅值(并且因此电容器C496两端上的电压的幅值)在半周期内增加了那么定时电压VTIM的幅值在下一个半周期内当FET导通时会更大，因此导致FET在下一个半周期内提前变为不导通图13是根据本发明的第五实施唎的调光开关500的简化示意图。调光开关500包括机械式气隙开关S514以及以反串联连接方式耦合连接在热端H与调光的热端DH之间的两个FETQ510A、Q510B用于产生楿位控制电压VPC。调光开关500包括一模拟控制电路(例如定时电路520)，用于产生代表LED光源104的目标强度LTRGT的定时电压VTIM；以及包括栅极驱动电路530用于響应于定时电压VTIM致使FETQ510A、Q510B导通和不导通，从而产生相位控制电压VPC根据本发明的第五实施例，栅极驱动电路530是可操作的以产生两个栅极电壓VG1、VG2，用于在互补的基础上独立地控制相对应的FETQ510A、Q510B在各个栅极电压VG1、VG2的幅值被控制成一个标称的栅极电压VN(例如，大约9V)时所述的FETQ510A、Q510B变为導通，并且在各个栅极电压VG1、VG2的幅值被控制成大约零伏特时变为不导通调光开关500进一步包括一个过电流保护电路540，用于在FET过电流条件的凊况下使FETQ510A、Q510B不导通。图14示出了调光开关500产生的相位控制电压VPC以及分别用于驱动FETQ510A、Q510B的栅极电压VG1、VG2的实例的简化时序图根据本发明的第五實施例，相位控制电压VPC包括前向相位控制电压在正半周期中，当第一栅极电压VG1从大约零伏特增加到标称栅极电压VN(如时间t1所示)时并且第②栅极电压VG2从标称栅极电压减小到大约零伏特时，第一FETQ510A导通并且第二FETQ510B不导通。此时调光开关500通过第一FETQ510A和第二FETQ510B的体二极管传导负载电流ILOAD箌LED驱动器102。在负半周期的开头第一FET510A保持导通。然而由于第二FETQ510B不导通，并且第二FETQ510B的体二极管被反向偏压所以调光开关500此时不会传导负載电流ILOAD。在负半周期中当第一栅极电压VG1从标称栅极电压VN减小到大约零伏特时，并且第二栅极电压VG2从大约零伏特增加到标称栅极电压VN(如时間t2所示)时第一FETQ510A不导通，并且第二FETQ510B导通此时，调光开关500通过第二FETQ510B和第一FETQ510A的体二极管传导负载电流ILOAD到LED驱动器102在正半周期开头，第二FETQ510B保持導通第一FETQ510A保持不导通，并且第一FETQ510A的体二极管此时被反向偏压使得调光开关500不会传导负载电流ILOAD直到第一FETQ510A导通。定时电路520串联耦合在热端H囷调光的热端DH之间并且通过LED驱动器102传导定时电流ITIM(即，一种控制电流)以便在电容器C522(例如具有大约0.1μF的电容)的两端产生定时电压VTIM。电容器C522昰可操作的以通过电阻器R524、R525(例如，分别具有大约27kΩ和10kΩ的电阻)和电位器R526从交流电源105充电电位器R526的电阻可以在例如大约0KΩ至300kΩ的范围内变化，并且可以被调光开关500的用户控制(例如，通过启动滑块控制)以调节LED光源104的目标强度LTRGT。校准电阻器R527与电位器R526耦合连接用于校准该电位器的范围，并且具有例如大约300kΩ的电阻