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HSQ6系列自动转换开关的设计与应用
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[大功率开关电源]大功率直流开关电源设计__毕业论文 大功率开关电源
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第1章 绪论1.1 开关电源的发展及国外现状开关电源在通信系统中得到了广泛的应用，并已成为现代通信供电系统的主流，而通信业的迅速发展又极大地推动了开关电源的发展。在通信领域中，通常将高频整流器称为一次电源而将直流--直流(DC/DC)变换器称为二次电源。同时，开关电源也在各种电子信息设备中，如计算机、充电电源等得到了广泛的应用。自1957年第一只可控硅(SCR)问世后，可控硅取代了笨重而且效率低下的硒或氧化亚铜整流器件，可控硅整流器就作为通信设备的一次电源使用。在随后的20年内，由于半导体工艺的进步，可控硅的电压、电流额定值及其它特性参数得到了不断提高和改进，满足了通信设备不断发展的需要，因此，直到70年代，发达国家还一直将可控硅整流器作为大多数通信设备的一次电源使用。虽然可控硅整流器工作稳定，能满足通信设备的要求，但它是相控电源，工作于工频，有庞大笨重的电源变压器、电感线圈、滤波电容，噪声大，效率低，功率因数低，稳压精度也较低。因此，自1947年肖克莱发明晶体管，并在随后的几年内对晶体管的质量和性能不断完善提高后，人们就着力研究利用晶体管进行高频变换的方案。1955年美国罗耶(GH?Roger)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换电路的开始, 1957年美国查赛(JJ?Jen Sen)又发明了自激式推挽双变压器变换器电路。在此基础上，1964年，美国科学家提出了取消工频变压器的串联开关电源的设想，并在NEC杂志上发表了“脉宽调制应用于电源小型化”等文章，为使电源实现体积和重量的大幅下降提供了一条根本途径。随着大功率硅晶体管的耐压提高和二极管反向恢复时间的缩短等元器件性能的改善，1969年终于做成了25KHz的开关电源。电源界把开关电源的频率提高到20KHz以上称为电源技术的“20KHz革命”。经过几年的努力，从开关电源的电路拓扑型式到相配套的元器件等研究都取得了相当大的进展。在电路拓扑型式上开发出了单端贮能式反激电路、双反激电路、单端正激式电路、双正激电路、推挽电路、半桥电路、全桥电路，以适应不同应用场合、不同功率档次的需要；在元器件方面，功率晶体管和整流二极管的性能也有了较大的提高。1976年美国硅通用公司第一个做出了型号为SG1524的脉宽调制(PWM, Pulse Width Modulation)控制芯片，极大地提高了开关电源的可靠性，并进一步减小了体积。在随后的几年中，大功率晶体管(GTR)和功率场效应管(MOSFET)相继被研制出I来，其电压、电流额定值大为提高，工作频率也提高较多，可靠性也显著增加。到80年代中后期，绝缘栅双极性晶体管(IGBT)已研制出来并投入了市场，各种通信设备所需的一次电源大多采取PWM 集成控制芯片、双极型晶体管、场效应管、绝缘栅双极晶体管。随着微电子学的发展和元器件生产技术的提高，相继开发出了耐压高的功率场效应管(VMOS管)和高电压、大电流的绝缘栅双极性晶体管(IGBT)，具有软恢复特性的大功率高频整流管，各种用途的集成脉宽调制控制器和高性能的铁氧体磁芯，高频用的电解电容器，低功耗的聚丙烯电容等。主要元器件技术性能的提高，为高频开关电源向大功率、高效率、高可靠性方向发展奠定了良好基础。随着通信用开关电源技术的广泛应用和不断深入，实际工作中人们对开关电源提出了更高的要求，提出了应用技术的高频化、硬件结构的模块化、软件控制的数字化、产品性能的绿色化、新一代电源的技术含量大大提高，使之更加可靠、稳定、高效、小型、安全。在高频化方面，为提高开关频率并克服一般的PWM和准谐振、多谐振变换器的缺点，又开发了相移脉宽调制零电压开关谐振变换器，这种电路克服了PWM方式硬开关造成的较大的开关损耗的缺点，又实现了恒频工作，克服了准谐振和多谐振变换器工作频率变化及电压、电流幅度大的缺点。采用这种工作原理，大大减小了开关管的损耗，不但提高了效率也提高了工作频率，减小了体积，更重要的是降低了变换电路对分布参数的敏感性，拓宽了开关器件的安全工作区，在一定程度上降低了对器件的要求，从而显著提高了开关电源的可靠性。1.2 国内开关电源的发展及现状建国初期，我国邮电部门的科研技术人员开发了以国产大功率电动发电机组为主的成套设备作为通信电源。在引进原民主德国FGD系列和前苏联BCC51系列自动化硒整流器基础上，借鉴国外先进技术，与工厂共同研制成功国产XZL系列自动化硒整流器，并在武汉通信电源厂批量生产，开始用硒整流器装备通信局(站)，替换原有的电动发电机组，这标志着我国国产通信电源设备跃到一个新的水平。但后来，我国的通信电源发展相当缓慢。1963年开始研制和采用可控硅(SC R)整流器,1965年着手研制逆变器和晶体管直流―直流(DC/DC)变换器，当时与发达国家相比只落后五六年.后由于十年动乱，研制工作一直停滞不前，除了可控硅整流器于1967年在武汉通信电源厂开始形成系列化生产，供通信设备作一次电源使用，并不断得到改进，性能和质量逐步提高外，其它方面进展十分缓慢。一直到80年代才开始生产20KHz DC/DC变换器，但由于受元器件性能的影响，质量很不稳定，无法作为通信设备的一次电源使用。只是作为通信设备的二次电源使用(二次II电源对元器件的耐压及电流要求较低)。直到上世纪90年代初，我国大多数通信设备所用的一次电源仍然是可控硅整流器。这种电源工作于工频50Hz，有庞大的工频变压器、电感线圈、电解电容等，笨重庞大、效率低、噪声大、性能指标低，不易实现集中监控。由于通信事业发展的需要，八十年代后期，邮电部加强了通信电源技术发展的各项工作，制订了“通信基础电源系统设备系列暂行规定”，“通信局(站)电源系统总技术要求”和电源设备行业标准等文件，多次派代表参加国际电信能源会议，并在八十年代后期才第一批引进了澳大利亚生产的48V/5OA(开关频率为40KHz)和48V/100A(开关频率为20KHz)的高频开关电源，在吸收国外先进技术的基础上，投入较大的力量，开始研制自己的开关电源。邮电部武汉电源厂、通信仪表厂等厂家开发出了自己的以PWM方式工作的开关电源,并推向电信行业应用，取得了较好的效果.随后邮电部对电源提出了更新换代和实现监控(包括远程监控)的要求，众多厂家都投入力量研制开发，推出了采用PWM技术的高频开关电源，有些厂家还推出了实现远程监控的解决方案，短短几年后，电信部门所用的一次通信电源几乎都更换成了采用PWM 集成控制芯片、大功率晶体管、功率场效应管、绝缘栅双极晶体管的半桥或全桥电路，其开关频率为几十～100KHZ、效率高于90%、功率因数接近1。稳压精度优于0.5%,模块化组合的高频开关电源，电信行业成套电源技术提高到了一个崭新的水平。总的说来，开关电源的发展趋势为:继续向高频、高效、高可靠、高密度化、低耗、低噪声、抗干扰和模块化发展。III第2章 系统的整体分析和选择本章从整体上对开关电源的各种功能模块进行了介绍，主要阐述了各模块的结构、功能以及相互之间的关系，其中重点介绍了主变换器和控制电路，对当前开关电源常用的变换器的结构、优缺点、适用范围等进行了分析，在此基础上，结合本文的实际情况，选择了合适的变换器结构；在控制电路部分，介绍了开关电源控制电路各控制单元的功能以及实现方法。最后对开关电源整流滤波电路进行了简单介绍。2.1 系统整体概述按照各部分的功能划分，从大的方面讲，开关电源可分成:机箱(或机壳)、电源主电路、电源控制电路三部分。机箱既可起到固定的作用，也可起到屏蔽的作用。电源的主电路是负责进行功率转换的部分，通过适当的控制电路可以将市电转换为所需的直流输出电压。而控制电路则根据实际的需要产生主电路所需的控制脉冲和提供各种保护功能。开关电源的结构框图可如图2-1所示。图2-1开关电源的结构框图从图中可以看出，这几部分是相辅相成的统一整体。在电源的研制和开发过程中必须对每一部分都进行认真的分析和研究，才能使所研制的开关电源满足设计要求。IV电源主电路通过输入整流滤波、DC-DC变换、输出整流滤波将市电转为所需要的直流电压。开关电源的主回路可以分为:输入整流滤波回路、功率开关桥、输出整流滤波三部分。输入整流滤波回路将交流电通过整流模块变换成含有脉动成分的直流电，然后通过输入滤波电容使得脉动直流电变为较平滑的直流电。功率开关桥将滤波得到的直流电变换为高频的方波电压，通过高频变压器传送到输出侧。最后，由输出整流滤波回路将高频方波电压滤波成为所需要的直流电压或电流，主回路进行正常的功率变换所需的触发脉冲由控制电路提供。控制电路是整个电源的大脑，它控制整个装置工作并实现相应的保护功能。一般控制电路应具有以下功能:控制脉冲产生电路、驱动电路、电压反馈控制电路、各种保护电路、辅助电源电路。为了使开关电源设备正常的工作，使电源的各个组成部分都能发挥其最大的效能，就必须让电源的各个组成部分相互协调、相互协作、在电源的研制与设计过程中应对这方面的问题给予足够的重视。2.2 DC-DC变换器的选择DC-DC 变换器是开关电源中实现功率转换的部分。DC-DC 变换器的输入电压为三相整流电压，电压较大，对开关器件因此选用全桥式电路较为合适，可使变压器磁芯和绕组得到最优利用，使效率、功率密度等得到优化；另一方面，功率开关在较安全的情况下运行，最大的反向电压不会超过输入整流滤波电路的输出电压。但是需要的功率元件较多，在开关导通的回路上，至少有两个管的压降，因此功率损耗也较大。由于三相整流桥提供的直流电压较高，工作电流相对较低，这些损耗还是可以接受的。目前，常用的全桥式变换器有传统的硬开关式、谐振式以及移相式，下面分别简单介绍一下。2.2.1 硬开关式全桥变换器硬开关PWM电路曾以结构简单、控制方便得到广泛应用，其电路结构如图2-2所示.在硬开关PWM电路中，开关管工作在硬开关状态，开关器件在高电压下导通，大电流下关断，因此，在开关瞬间必然有大量损耗。因此，常常加入缓冲电路，如Rc吸收网络。它可以限制开通时的du/dt和关断时的di/dt，使功率器件安全正常运行。但是需要注意的是，吸收电路是通过把器件本身的开关损耗转移到缓冲电路中而使器件得到保护的，因此这部分能量最终还是被消耗了，系统总的损耗没有减少。并且频率越高，开关损耗越大，使系统效率大大降低。另外，开关器件在高频下运行时，器件本身的极间电容将成为-个重要参数。极间电容电压转换时的du/dt会藕合到输入端，产生较强的电磁干扰，影响电源本身和电网中其他电V器设备的运行。此外，电路寄生电容、电感若形成强烈的振荡也会影响到设备的正常运行。图2-2硬开关式全桥变换器结构2.2.2 谐振式全桥变换器硬开关式电路在频率不高时其缺点还不是很突出，随着频率的提高，开关损耗和电磁干扰将变成一个十分严重的问题，为了解决这一问题，有人提出了谐振式软开关的概念。谐振式软开关和硬开关相比，主要是增加了两个附加元件--谐振电感和谐振电容。利用谐振电感和谐振电容的谐振作用，使开关器件在正弦波的零电压或零电流处开通或关断。谐振变换电路有多种拓扑结构，但其基本组成部分还是通过开关器件和谐振元件L、C之间串联或并联实现的，再配以适当的控制策略来实现开关器件的零电压或零电流动作。其基本电路结构如图2-3所示。(a) 零电流开关(b) 零电压开关图2-3谐振电路的基本结构图图2-3(a)为零电流(Zero-Current-Switching)开关，它是通过电感Lr和开关S的串联实现的。Lr和Cr之间的谐振是靠S的导通来激励的，利用Lr和Cr谐振形成开关器件导通期间的正弦波电流波形，电流过零点时即将开关S关断。零电流开关对于具有存储效应的开关器件更加有效，如GTR、IGBT。图2-3(b)为零电压(Zero-Voltage-Switching)开关，它是通过电感Lr和开关S的并联实现的。Lr和Cr之间的谐振是靠S的关断来激励的，利用Lr和Cr谐振形成开关器件关断期间的正弦波电流波形，电压过零点时即将开关S导通。VI只要将图中2-2中的硬开关换成谐振式软开关，即为谐振式全桥变换器。采用谐振全桥变换器，电源工作的安全性大为提高。但是，谐振式变换器与负载关系很大，对负载的变换很敏感，为保持输出在各种运行条件下基本不变，必须采用脉冲频率调制(PFM)，因此，高频变压器、电感等磁元件要按最低频率设计，不可能做的很小，实现最优设计相当困难；另外，其控制电路中需要增加电压-频率转换功能，电路要复杂许多。所以，80 年代后期，许多专家进一步研究开发能实现恒频控制的软开关技术，兼有谐振变换器和PWM变换器的特点，形成了ZCS或ZVS PWM变换技术。2.2.3 移相式全桥变换器近年来，移相控制全桥变换器由于具有恒频软开关运行、移相控制实现方便、电流和电压应力小、巧妙利用寄生元件等一系列突出优点，倍受各方的广泛关注.移相控制方式作为全桥变换器特有的-种控制方式，它是指保持每个开关管的导通时间不变，同一桥臂两只管子相位相差180度。对全桥变换器来说，只有对角线上两只开关管同时导通时，变换器才输出功率，所以可通过调节对角线上的两只开关管导通重合角的宽度来实现稳压控制，而在功率器件环流期间，它又利用变压器的漏感、功率半导体器件的结电容或外加的附加电感电容的谐振来实现零电压或零电流的开关换流。本文根据实际技术要求开发的开关电源的主电路，应该采用移相式全桥变换器的拓扑结构。2.3 控制电路的实现控制电路是开关电源系统的另一重要部分。DC-DC变换器需要控制电路提供适当的驱动脉冲，才能有效的工作。如果控制电路不完善，主电路设计得再好也无法发挥其自身的功能，例如:如果控制电路输出的触发信号不稳定，或者出现误触发，有可能引起开关桥的直通，导致短路，从而损坏开关元件。根据电路功能的分工可将控制电路分为几大部分:脉冲产生电路、触发电路、电压反馈控制电路、软启动电路、保护电路、辅助电源电路等，具体控制电路如图2-4所示。从图2-4可以看出，脉冲产生电路是控制电路的核心。脉冲产生电路根据电压反馈控制电路、保护电路以及软启动电路等提供的控制信号产生出所需的脉冲信号，然后该脉冲信号经过触发电路的放大后去驱动开关元件，使开关管导通或关断。VII图2-4电源控制电路框图电压反馈控制电路通过检测电压的大小，对输出电压进行采样，然后将采样电压和参考电压相比较得出误差信号，反馈控制电路将误差信号进行PI处理后得到一控制电压。最后，反馈控制电路将该控制电压送给脉冲产生电路，进而调节输出脉冲的脉宽达到调节输出电压的目的。控制电路输出的PWM信号，电平幅值和功率能力均不足以驱动大功率开关元件，因此选择合适的驱动电路是必须的。驱动电路是将控制电路输出PWM脉冲信号经过电隔离后进行功率放大和电压调整再去驱动大功率开关管，由于所提供的脉冲幅度以及波形关系到开关管的开关过程，直接影响到损耗，所以，应该合理设计驱动电路，实现开关管的最佳开通与关断。电源的输出滤波电容较大，输出电压的突然建立将会形成非常大的电容充电电流，叠加在负载电流上，它不仅使开关管的负担过重而可能损坏，而且，由于持续时间长，往往会引起过流保护电路发生误动作。若为了避免由此引起的误动作而将保护电路搞得非常迟钝，这将会增加过流保护的不安全性。输出电压在合闸时容易出现过冲，这种过冲，合闸时可能发生，在关闭电源时也可能产生，只要达到足够的幅度将会给负载造成损害，而且，反复的大电流冲击对电容器本身也不利，同时还会引起干扰，因此，开关电源必须具备输出电源软启动的功能。软启动电路在电源合闸和重新启动时提供一个逐渐上升的电压信号给脉冲产生电路，从而使控制电路的输出脉冲有一个逐渐建立的过程。保护电路是控制电路的一个重要组成部分，为了提高电源的可靠性必须不断完善保护电路的功能。当前开关电源电路的主要保护功能有:过流保护、过压保护、欠压保护、温度保护。过流保护和过压保护是为了保护负载和电源两者而设置的，而欠压保护和温度保护是为了电源本身而设置的。辅助电源电路的功能是为控制电路供电。辅助电源的类型有很多种，既可以采用串联线性调整型电源，也可以采用开关电源。辅助电源也可以通过高频变压器获得输出后反馈提供，辅助电源本身作为开关电源的一组负载。选取辅助电源VIII电路形式时，只要该电源能满足控制电路的要求即可。2.4 整流滤波回路的选择整流滤波回路是开关电源的重要组成部分，它可以提高电压、电流的稳定度，减小干扰。开关电源中分别存在输入和输出整流滤波回路。2.4.1 输入整流滤波回路本课题研究的电源额定工作状态的技术要求为:输出电压220V，输出电流5A，输出功率为1.1kw，属于大功率电源。为了保持三相交流电源的对称性和减小电源的输入滤波电容等原因，大功率电源一般采用三相电源作为供电电源。因此，本文试验用电源电路采用三相桥式整流，电感和电容组成输入整流滤波回路。2.4.2 输出整流滤波回路在大功率电源中，常用的输出整流电路有桥式整流电路和全波整流电路。因为本文实验要求输出电压为220V。桥式整流电路适用于输出电压较高的场合，还可以使变压器结构简单，降低整流管的电压定额，所以我们采用桥式整流电路作为输出整流电路。输出滤波电路一般可采用一级滤波也可采用两级滤波。输出滤波电路的作用是滤除二次侧整流电路输出的脉动直流中的交流成分，得到平滑的直流输出。在开关电源中通常采用一级LC滤波电路，当要求输出纹波很小时，也可以采用两级LC滤波电路。IX第3章 开关电源主电路的设计开关电源最重要的两部分就是主电路和控制电路。本章将根据大功率直流开关电源的要求对主电路各部分进行性能分析并计算各项参数，根据计算所得的数据结果选择各元器件，设计出各个独立模块，最后组装成开关电源的主电路。3.1 开关电源的设计要求本文设计的大功率直流开关电源主要应用于电力系统的高频开关电源，确定技术指标如下:1. 输入电压: 380V?20%2. 电网频率: 50Hz?10%3. 功率因数: &0.934. 输入过压告警: 437V?5V5. 输入欠压告警: 320V?5V6. 输出标称电压: 220VDC7. 输出电压范围: 176-286VDC8. 输出纹波电压: ?Vo10mV9. 输出额定电流: 5A10. 输出过压保护: 325V?5V11. 输出欠压保护: 195V?5V12. 便于生产和维护在本课题研究的过程中，主要对大功率开关直流电源的工作原理、电路的拓扑结构和运行模式进行了深入研究，并结合系统的技术参数，确定系统主电路的拓扑，设计出主电路，即分别设计出滤波、整流、DC-DC变换器、软启动和保护控制等部分。下面就对电源主电路的设计进行详细说明。3.2 主电路组成框图根据需要设计大功率开关电源的技术要求，本文进行了方案的验证与比较，设计如图3-1所示的软开关直流开关电源的主电路框图。虚线以上是主电路，主电路主要分为输入整流滤波、逆变开关电路、逆变变压器和输出整流滤波；虚线以下为控制回路，控制回路主要包括信息检测电路、控制和保护单元、监控单元和辅助电源。X图3-1 直流开关电源的主电路框图本电源采用ZVZCS- PWM 拓扑，原边加箝位二极管，三相交流输入整流后，加LC滤波，以提高输入功率因数，主功率管选用IGBT，控制电路采用UC3875移相控制专用集成芯片，电流电压双闭环控制。具体设计主电路如图3-2所示，包括三个部分:(1) 输入整流滤波电路；(2) 单相逆变桥；(3) 输出整流滤波电路.3.2.1 输入整流滤波电路三相交流电经电源内部EMI滤波后，加到整流滤波模块。EMI滤波器的作用是滤除功率管开关产生的电压电流尖峰和毛刺，减小电源内部对电网的干扰，同时又能减小其他用电设备通过电网传向电源的干扰。滤波电路采用LC 滤波，电感的作用是拓开电流导通时间，限制电流峰值，可以提高电源的输入功率因数。滤波电容采用四个电解电容，两个串联后并联使用，满足三相整流后的高压要求。电阻R1、R2是平衡串联电容上的电压，高频电容与电解电容并联使用，滤除高频谐波，弥补电解电容高频特性差的缺陷。图3-2 电源主电路结构XI3.2.2 单相逆变桥单相逆变桥采用IGBT，以满足高压、高功率的要求。无感电容(C7、C8)并联在两桥臂之间，降低两桥臂之间电压尖峰的干扰，谐波电感Lr，隔直电容C15、C16、C17防止变压器的直流偏磁，原边箝位二极管减轻副边振荡，主变压器起到原、副边的隔离、耦合作用，原、副边各一副绕组，以满足副边采用全桥整流的要求，原边加交流互感器，检测原边电流作保护用。3.2.3 输出整流滤波电路采用全桥整流满足高压的要求，高频滤波电感Lf，电解电容(E5、E6、E7)，高频电容(C18，C21)滤除高频谐波分量，共模电感(L2)，Y电容(C19、C20)，抑制共模分量，电流采样电阻R3～R5，输出二极管D14，防止电池电流反灌。3.3 输入整流滤波电路设计该电源的输入整流滤波电路同一般大功率PWM型开关电源的输入整流滤波电路相似。主要包括两部分组成:整流桥和输入滤波电路。3.3.1 整流桥工作频率为50Hz，输入为三相交流电压380V，采用三相整流桥。(1) 整流桥的耐压:考虑最大输入电压Uin.max=Uin×1.2=380×1.2=456V整流二极管的峰值电压为Uin.max×=380×(1＋20%)=640V取50%的裕量 640×(1+50%)=960V根据整流桥的实际电压等级，我们选择整流桥的耐压为1200V(2) 整流桥的额定电流因为电源的输入功率随效率变化，所以应取电源效率最差时的数值。 在此，我们按一般开关电源的效率取值，取效率为80%电源的输入功率:P=Pn =220×5/0.8=1375W因最大输入电流是在交流输入电压下限时，所以，Uin.max=380V×80%=304V,XII最大输入线电流:Iin.max取整流桥的额定电流为10A 。3.3.2 输入整流电容输入电容器Cm决定于输出保持时间和直流输入电压的纹波电压的大小，而且要在计算流入电容器的纹波电流是否完全达到电容器的容许值的基础上进行设计。E为电网电压最低时输入三相桥式整流电路的输出平均电压:其中Ea为交流输入线电压。简易公式E= 1.35×380×(1－20%)= 410V通过直流输入电路的平均电流Iave，为:Iave1375P=m==3.35A ?=Ea E410计算单相全波整流电路滤波电容的经验公式为:Cm=400～600Iave由于三相全波整流电路的基波频率为单向电路的3倍，因此计算三相电路滤波电路的公式为:Cm=133～200Iave所以，Cm= 200×3.35= 670uF根据计算结果，在实际电路中，我们选用1O00 uF/4OOV 的电解电容4只两两串联后再并联组成滤波电容组。3.3.3 输入滤波电感电感中最大电流为交流输入电压下限时通过直流输入电路的平均电流Iave=3.35A理论上输入滤波电感越大，电流脉动越小，输入功率因素越高，但受体积重量和价格的限制，并根据绕制厂家的现有工艺水平，选用C15×32×l05硅钢片铁心，线径为1.6毫米，电感量为18mH的工频电感。电感量的确定较难精确计算，可通过实验确定。XIII3.4 逆变电路的设计3.4.1 功率转换电路的选择根据第二章的分析可知，该电源属于大功率电源，采用全桥式功率转换电路.3.4.2 确定电路工作频率f考虑到开关管的参数、控制电路及主电路的特性等因素，选取开关桥的工作频率为30KHz。3.4.3 高频变压器的计算(1) 选择工作磁通密度B磁芯选用MX0-200铁氧体材料。选取工作磁通密度B=900GS.(2) 计算磁芯规格并计算原变绕组匝数根据电源所用高频变压器的设计经验，磁芯采用环形磁芯。磁芯规格:D×d×h= 120×60×20 mmD为环形磁芯的外直径d为环形磁芯的内直径h为环形磁芯的厚度根据设计高频变压器的总结公式:N1SCVt=1ON ×100 2?B在公式中，V1tON应取最大值。电路工作频率为30KHz，T=33.4uS，tON为导通时间，根据计算的占空比，我们暂取11uS，V1为施加在原变绕组上的电压幅值，其最大值为电网电压最大时的三相整流滤波输出值:380×(1+ 20%)=640V。SC为磁芯截面积:SC=D?d2?h?120?60222?20?600mm?6cm所以，计算所得高频变压器原边绕组匝数为:N1?640?11?1002?6?900?65.2N1取整数为65T。(3) 计算副边绕组匝数按设计要求，输出电压最大值为286V，考虑从电源输出端到负载之间传输线XIV的压降(取压降&0.3V)，因此，该电源的最高输出电压为:Vomax=325+0.3=325.3V输出整流二极管的压降取2V:滤波电感的压降取0.6V；我们暂取开关桥的最大占空比Dmax=0.66；因此，最高输出电压、额定负载时高频变压器副边绕组最低电压幅值为:V2min= (325.3+2+0.6)/0.66 = 496.8V因此，根据公式:N2=VV1minN1其中，V1min= 380×(1-20%)×1.35=410V得到副边绕组匝数N2为:N2=496.8?65410?78.8因此，变压器副边绕组的匝数应取整数79T。原边绕组必须重新修正，为N1?410?79496.8?65.2所以，变压器原边绕组的匝数还应取整数65T。(4) 计算实际占空比在输入电压最低，输出电压最高时有最大占空比DmaxV1minV2min= 380×(1-20%)×1.35=410V =N2×V1min/N1= 79×410/65= 498VV2min498VVV325.3?2?0.6??0.658 =Dmax在输入电压最高，输出电压最低的时候有最小占空比DminV2max=N2×V1max/N1= 79×640/65= 777V设此时VoD+IorL= 1VDmin?V?Ir195?1V?0.252 =?V2max777相应的导通脉宽:tONmax?DmaxT/2=0.658×33.4/2=10.98uSXVtONmin?DminT/2=0.252×33.4/2=4.2uS(5) 选择绕组导线线径取负载电流为额定负载电流的105%，则流过输出电感的电流平均值为5×120% =5.25A，流过副边绕组的电流幅值即为流过电感的电流幅值，即为I2m=5.25A/Dmax=5.25/0.658=7.98A其平均值I2ave = 5.25A其有效值 I2 = 5.25A考虑到存在集肤效应，根据相关文献，3OKHz时的穿透深度为0.3815mm，因此，选用的导线线径不得大于0.763mm。为绕制方便，选用线径为0.31mm的导线。取电流密度J=3A/mm2，单根导线载流量为0.2264A，因而需用5.25/0.根，因而选用24根绞合而成。原边绕组流过的电流为双向电流，其宽度为tONmax，其幅度由折算负载电流，折算到输出电感电流增量以及励磁电流等三部分组成，前两者也如副边平均幅值电流那样取平均折算电流幅值，即I21=N2×I2m/N1= 79×5.25/65= 6.1A设励磁电流幅值为折算副边电流幅值的8%，即:Iu= 0.08×I2m= 0.08×5.25= 0.42A它是锯齿形电流，我们将其转换成平均值在叠加到副边电流上。Iu的平均值Iuave为Iuave=Iu/2= 0.42/2= 0.21A因此，原边绕组等效矩形波电流幅值I1m为I1m =I21 +Iuave= 5.25+0.21= 5.46A其有效值为:It=I1原边线径仍取0.31mm，电流密度J=3A/mm2，单根导线载流量为0.2264A，因而需用4.43/0.根，取整数选用0.31mm高强度漆包圆铜线20根绞合而成。(6) 校核窗口面积?120×60×20磁芯窗口面积为:S0= ?d42=2826mm2原边绕组0.31mm导线的最大外径可由相关文献查得为0.37mm，因此原边绕组占有的标称面积S1为:XVIS1=?422?0.037?20?65?140mm副边绕组占有的标称面积S2为:S2=?422?0.037?23?79?195mm占空系统?为:?= (S1+S2)/S0= (195+140)/可见窗口面积绰绰有余。(7) 校核绕组压降及功耗?120×60×20磁环的高度为2cm，径向厚度为3cm，设副边绕组平均匝长为15cm，由相关文献查得0.31mm导线的铜心截面积为0.07548 mm2，所以其截面积S2为:S2 = 23×0.0 mm2单个绕组的电阻R2为R2=?lS2=O.O168×(15×0.01)×79/1.736=0.11?纯铜在25℃时的电阻率为0.0168? mm2/m式中(15×0.01)是把厘米换算成公式需要的米度量单位.副边绕组的功耗为:22Pr2 =I2?R2= 5.25×0.11=3.03W设原边绕组的平均匝长约为12cm，由相关文献查得0.31mm导线的铜心截面积为0.07548 mm2，所以其截面积S1为:S1= 20×0.0mm2其中，电阻R1为；R1=?lS1=0..01×65/1.51=0.08?原边绕组的功耗为:22Pr1 =I1?R1= 4.43×0.658×0.08=1.03W变压器得到绕组的总损耗PB:PB = Pr1+Pr2= 3.03+1.03= 4.06WXVII3.4.4 选用高压开关管(1) 耐压根据相关文献可以查到，全桥功率转换电路高压开关管上施加的最高电压为VCEM=E，对应于最高输入电网电压的输入整流电路的直流输出电压EM:EM= Uinmax380?(1?20%)=640V考虑各种因素的影响取50%的裕量640×(l+50%)=960V(2) 开关电流在一些参数尚不知道的情况下，我们需要估算开关管的电流，以便选择开关管和计算输出滤波电路。在高频变压器的计算中，我们估算了实际占空比Dmax为0.658，Dmin为0.252。输入整流滤波电路的最大输出电流平均值:Immax=PEmm=?20%)?1.35=3.3A此时，Dmax= 0.658峰值电流为3.3/0.658= 5.09A输入整流滤波电路的最小输出电流值:Immin=PEmm=?20%)?1.35=2.23A此时，Dmin=0.252峰值电流为2.32/0.252= 8.86A所以，开关管估算最大电流值为8.86A根据计算所得的结果分析，我们选取三菱电机公司第三代IGBT单管CM60HSA24作为高压开关管，其耐压为1200V，电流容许值为60A。3.4.5 隔直电容Cb的选择在第二章中，我们对主电路的工作模式进行了分析，对电路的重要参数之间的关系进行了推导，得出了如下关系式:△T = 4 * LL* Cb/DT其中: △T为初级电流下降的时间；LLD为变压器的漏感； 为占空比；变压器的漏感与绕线工艺及磁芯形状等有关，绕制好的变压器漏感基本不变。XVIII在前面，我们设定电路的工作频率为30KHz，计算得到的最大占空比Dmax=0.658，并且我们假设初级电流下降的时间为4uS，所以Cb=?T?D?T4?LL =4.7uF3.5 输出整流滤波电路输出整流滤波电路是通过快恢复整流二极管的整流和滤波电感及滤波电容将高频变压器输出的高频交变电压或电流编程要求的输出电压或电流。因为输出电压比较高(22OV)，所以高频变压器的副边选用桥式整流，以提高安全可靠性。下面对输出整流电路的各部分进行一下分析与计算。3.5.1 输出整流二极管因为输出二极管工作于高频状态(30KHz)，所以应选用快恢复二极管。(1) 输出整流二极管的耐压高频变压器副边的输出最高电压峰值为:V2max7965=V1max×NN2=380×(1+20%)=783.6V所以加在输出整流二极管上最高的反压为783.6V(2) 输出整流二极管的电流输出整流二极管流出的电流即为流过输出滤波电感的电流，所以其有效值为5.25A。根据以上分析，同时考虑一定的裕量，选取RURU3O12O作为输出二极管。该二极管的耐压为120V，额定电流为30A。3.5.2 输出滤波电感根据相关文献的公式可以得到:LVI?Vton 2I0min选I0min为额定负载电流的5%，即I0min= 5×5% =0.25AT=1/fs=1/30×103=33.3uSTonmin=(Dmin*T)/2=4.2uS= 783.6V V2max此时的电感电流增量不得大于2I0min，所以XIX?V783.6?195V?6L=?Tomin==4.94×10?3H ?4.2?102Iomin2?0.25所以选取滤波电感为4.94×10?3H3.5.3 输出滤波电容(1) 根据输出纹波电压?V来计算滤波电容的大小: V(1?D)C==32f2Lo?Vo220?(1?0.252)=11.66×10?6F 2?332??10?0.1(2) 根据输出电压动态幅度?V0来求出滤波电容的大小 C=L0I2Vp2?V0其中，I0max为输出电流的最大值取5A，Vp为电源从满载突变到空载时输出电压的上冲幅度，取该值为22lV因此，输出滤波电容为: C=5.9?10?220=334uF取以上两者最大值，并考虑一定裕量，最后取C= 5OOuFXX第4章 控制电路的设计4.1 PWM集成控制器的基本原理PWM集成控制器通常分为电压型控制器和电流型控制器两种。电压型控制器只有电压反馈控制，可满足稳定电压的要求，电流型控制器增加了电流反馈控制，除了稳定输出电压外，还有以下优点:1. 当流过开关管的电流达到给定值时，开关自动关断；2. 自动消除工频输入电压经整流后的纹波电压，并开关电源输出端3OOHz以下的纹波电压很低，因此可减小输出滤波电容的容量；3. 多台开关电源并联工作时，PWM开关控制器具有内在的均流能力；4. 具有更快的负载动态响应:图4-1脉宽调制集成控制器的框图及其波形图常用的脉宽调制(PWM)型集成控制器如图4-1所示的几个部分组成。基准电压和采样反馈信号通过误差放大器比较放大后，输出的差值信号和锯齿波(或三角波)比较，从而改变输出脉冲的宽度，以实现稳压。有些控制器仅有一个输出端，而多数控制器都设有用触发器和“与”门电路组成的相位分离器，用它来将单-脉冲变换成交替变化的二路脉冲输出，用于供驱动推挽和桥式变换器中的功率开关管，XXI此时变换器的工作频率等于控制器内部锯齿波振荡器振荡频率的一半。当然也可将控制器的两路输出并联起来去驱动单端变换器或串联调整型开关稳压电源中的功率开关管，此时开关稳压电源的工作频率就等于控制器内部锯齿波振荡器的频率。4.2 高速脉宽调制器UC3825根据我们所设计的系统的要求，我们选用的PWM集成控制器为UC3825。下面将详细介绍此芯片的主要特点、工作原理和应用及调试。4.2.1 主要特点:适用于电压型或电流型开关电源电路；实际开关频率可达1MHz；输出脉冲最大传输延迟时间为50ns；具有两路大电流推拉式输出(峰值电流为2A)；内有宽频带误差信号放大器；具有较高的频率精度并可对死区进行控制，同时振荡器放电电流也可调； 带有双重抑制脉冲和全封闭逻辑；具有软启动控制；内有逐脉冲限流比较器；具有全周期再启动的封锁式过流比较器；启动电流很小--(典型值为10OmA):欠压锁定--16VM1OV(B型)在欠压锁定期间，输出低电平；可调整的带隙基准电压；可调的上升沿封锁阀值，可调低上升沿噪音。4.2.2 极限参数:电源电压(15，B脚)
22V输出脚电流(流出或流入)
(11，14脚)直流
0.5A脉冲(0.5ms)
2.2A地线(12脚)
-0.2V模拟输入(l，2，7脚)
-0.3～-7VXXII(9，8脚)
-0.3～-6V时钟输出电流(4脚)
-5mA误差放大器输出电流(3脚)
5mA软启动电流(8脚)
20mA震荡器充电电流(5脚)
-5mA功耗(温度60℃)
1W储存温度范围
-65～-150℃焊接温度(焊接时间为10s)
300℃(注:所有电压均以地线电压为基准；流入管脚的电流为正值。)4.2.3 内部电路工作原理该芯片内部电路如图4-2所示。它由振荡器、PWM比较器、限流比较器、过流比较器、基准电压源、故障锁存器、软启动电路、欠压锁定、PWM锁存器、输出驱动器等组成。我们将详细介绍各部分的情况，以理解芯片的工作原理。图4-2 UC3825内部原理结构图(1) 振荡器XXIII图4-3振荡电路振荡电路如图4-3所示。UC3823A、B和UC3825A、B内部都有一个锯齿波振荡器。锯齿波上升沿的斜率由RT、CT决定，确定RT、CT的方法是:首先根据要求的最大占空比Dmax、选择RT，再根据要求的频率以及RT和Dmax选择CT。计算公式为:RT3V(10mA)(1?Dmax)=CTRT=1.6?DRT?F 的最佳阻值应为1～10k?之间，Dmax应大于70%。在实际的应用中，RT选为6.65k?，CT选为2nf，工作频率为2OOKHZ。(2) 上升沿封锁XXIV图4-4上升沿封锁工作波形上升沿封锁工作波形如图4-4所示，UC3823A、B和UC3825A、B采用固定频率脉宽调制。UC3823A、B的两个输出端可同时输出脉冲，输出脉冲的频率与振荡器频率相等，脉冲占空比可在O%～100%内调整。UC3825A、B的两个输出端交替输出脉冲，因此，每个输出端输出脉冲的频率是振荡器频率的1/2，振荡器的频率为200KHZ，所以输出PWM脉冲的频率为10OKHZ，输出脉冲占空比在O%～50%以内调整，实际桥式变换器的应用中一般达不到50%，因为桥式变换器在PWM脉冲的占空比为50%时，由于功率管截止时间的问题，使得桥臂容易短路，这在以后的部分将详细介绍。为了限制最大占空比，在振荡电容放电期间，内部时钟脉冲对两路输出进行封锁。在时钟的下降沿，输出端为高电平。输出脉冲的下降沿由脉宽调制比较器、限流比较器和过流比较器联合控制。通常，脉宽调制比较器检测出斜坡电压与控制电压(误差放大器输出电压)的交点，并且在该交点处，终止输出脉冲。因为采用了上升沿封锁，在脉冲前沿的一定时间内，脉宽调制比较器不起作用。这样，开关电源的固有噪声就能被有效的抑制。同时，由于采用了输出脉冲上升沿封锁，脉宽调制器的斜坡输入就不需要再经过滤波。为了调整上升沿封锁时间，CLK/LEB脚应接入电容C，这样，输出脉冲前沿封锁时间就由电容C和内部1Ok?电阻确定的放电时间来决定。为了更准确控制前沿封锁时间，可在外部并联一个2k?(2%)电阻R。前沿封锁时间可由下式计算:tLED=0.5×(R//10k)×C式中，外接电阻R不能小于2k?。XXV上升沿封锁也适用于限流比较器。上升沿封锁之后，如果限流(I LIM)脚的电压超过1V，输出脉冲就终止。但是，过流比较器不能采用前沿封锁。这样，才不会因为前沿封锁而延长保护时间，从而可以及时捕捉过流故障。在任何时间，只要限流(I LIM)脚的电压超过1.2V，故障封锁就起作用，从而使输出端变为低电平。为此，在限流(I LIM)脚需接入噪音滤波电容器。(3) 欠压锁定、软启动以及故障处理图4-5软启动和故障处理波形软启动和故障处理波形如图4-5所示。软启动是通过软启动(SOFT,START)脚的外接电容实现的。接通电源后，软启动脚外接电容放电，该脚处于低电平，误差放大器输出低电平，开关电源无输出电压。当9uA的内部电流源给软启动脚外接电容充电时，误差放大器输出电压逐渐升高，直到闭环调节功能开始工作，开关电源输出电压逐渐升高到额定值。一旦限流(I LIM)脚的电平超过1.2V，故障锁存器置位，输出脚变为低电平；同时，软启动脚外接电容以250uA的电流放电。在软启动电容放完电后，限流脚电平降到1.2V以下时，故障锁存器就不输出脉冲。这时，故障锁存器复位，芯片开始软启动过程。在软启动期间，万一故障锁存器置位，输出会立即中止。但是软启动脚外接电容在充足电之前不会放电。这样，在故障连续出现的情况下，输出就会出现一个间断期。(4) 大电流输出电路XXVI图4-6功率MOSFET的驱动电路功率MOSFET驱动电路如图4-6所示。UC3825推拉式输出电路的每个输出端都可输出峰值为2A的电流。该输出电流在20ns内可使1000pF电容两端的电压上升15V。采用独立的集电极电源Uc和功率地线PGND脚，能够减小大功率门极驱动噪声对集成电路内模拟电路的干扰。每个输出端(OUT)到Uc和PGND之间，都应加入一只3A的肖特基二极管(IN5120, USD245或相同性能的器件)，如图4-6所示。该二极管可将输出电压的幅值钳位在电源电压，这对任何电感性和电容性负载都是必要的。4.3
UC3825的调试UC3825是控制电路的核心，通过前面的介绍，我们知道，这种PWM集成控制器集成了很多的功能，以前需要用分立单元完成的功能，现在都可以通过UC3825来完成，它的-般用法如图5-7所示。XXVII图4-7 UC3825的工作电路图4-7中，VREF为参考电压，在我们设计的电路中的用途是供给线性光耦合器控制部分的电压； RT和CT用来调节PWM的最大占空比Dmax和振荡频率；输入是从端口2进入，OutA和OutB是PWM信号的输出端口，信号的幅值由端口13的Vc决定。OutA和OutB输出的两个PWM信号是相互之间有死区时间的互补信号。通过实验我们测得端口2的数值范围为:0.945V～2.132V，根据系统的具体情况，最大占空比我们设计为Dmax=40%，因为功率MOSFET的截止时间比导通时间长，如果Dmax过大，将会导致桥臂短路的情况。通过实验可知，UC3825的2脚输入和OutA、OutB输出的PWM脉冲信号的占空比是满足线性关系的。具体实验数据如表4-1所示。我们定义UC3825的2脚输入为V2j，输出的PWM信号占空比为D。从表4-1中的数据可以看出，端口2的数值范围为:0.945V～2.132V，而PWM脉冲信号的占空比在0%～40%之间变化，与上述的结论是吻合的。表4-1
UC3825输入与输出占空比的关系XXVIII4.4 反馈电路的设计高频开关电源是一个双闭环控制系统，内环是电流反馈控制，外环是电压反馈控制。电流反馈控制很简单，只需在开关变换器和高频变压器之间加上一个检测电流的互感器，将检测值引入到UC3825的第9个管脚限流端(I LIM ) ,系统就可以在负载过大的时候关断输出，这种情况在前面的部分已经介绍；下面我们详细介绍电压反馈控制。反馈电压从主电路输出端直接实时采样，与整定电压比较后输入到比例积分放大器，其输出值经过隔离后输入到UC3825的第2个管脚，以控制PWM信号的占空比从而控制主电路输出电压的变化。其中隔离部分的具体电路如图4-8所示。在图4-8中，U1指的是一个精密线性光祸，因为反馈电压是直接从主电路的输出端采样，由于主电路和控制电路是需要隔离的，所以光耦隔离是必不可少的，但是，一般光祸的输出是不能反应输入的大小的，我们选用线性光耦合器，即可以实现电气隔离，又可以实现比例传输，为了实现精确地控制，我们选用了一种精密线性光祸合器。图4-8 线性光耦隔离的电压反馈电路由图4-8中U1可以看出，这个精密线性光耦合器是由一个红外光LED照射分叉配置的一个隔离反馈光二极管和一个输出光二极管。反馈光二极管吸收LED光通量的一部分而产生控制信号。该信号可用来调节LED的驱动电流，这种技术可用来补偿LED的时间和温度特性的非线性。输出光二极管产生的输出信号与LED发出的伺服光通量成线性比例。在应用中，我们用运放作为输入以驱动LED，反馈光二极管产生的电流流过R1,R1接到运放的反向输入端。光电流Ip1的值满足: Ip1=V1/R1，此电流与Ip1=K1?IpLED的电流成正比，比例系数为反馈传输增量K1，即，运算放大器向LED提供足够的电流以保持运放的正向和反向输入端等电压。同理，我们得到:XXIXK2=Ip2/Ip则我们定义此电路的传输增益为K3，应满足如下的关系: K2表示正向增益，K3=K2/K1可见，输入与输出满足如下的关系:V0=K3(R2/R1)V1在实际应用中，LED应工作在1-1OmA左右，在此范围内，传输增益K3为0.9～1.10之间的一个值，它的线性误差为±0.25%。此电路的关键是线性光祸要工作在其线性范围内，需要选择合适的前置运放和计算电路中的电阻值。选择线性光耦合器能很好地完成隔离和比例传输的功能，此器件的选用和外围参数的选择都很成功，实验效果满意。下面我们将设计一个惯性环节。实质上，如果在应用中，直接将反馈信号接入到输入端，则效果并不是很好，所以，我们设计时，在反馈电路中，加入了一个惯性环节，以达到的对输出的更好控制效果。如图4-8所示。图4-8中，Vr表示整定电压，Vf表示反馈电压，由主电路输出直接通过比例系数K反馈到惯性环节中，Rf和C组成的比例积分电路构成了PI调节器，以减少系统的超调，降低系统的调节灵敏度。由运放的性质知: VP=VN，R1中几乎无电流，所以:VP=VN=Vr可得如下的式子:Vf?VNR1V?VR2 =V?V 1Rf?j?CV= R3由上两式得:VP=VN=R3R2?R3Vr整理化简可得:V0=(1R1CRR2?R3)(R1?RfR1)Vr-RfR1Vf-
?Vfdt?R3R1(R2?R3)C?Vrdt假设满足:XXXRfR1R = R2则上式可表示为:V0=RfR3（Vr?Vf）-1?Vfdt??VrdtR1(R2?R3)CR1CR1其中:RfR1（Vr?Vf）--比例部分；R?Vrdt-1R1CR1(R2?R3)C--积分部分由前面的论述可知，V0在1.871V-4.680V之间变化，由此我们可以在实验调试中调节各参数以使当Vf为适当的值时，我们选择的参数为: R2=R3=3.3k?，R1=Rf=1O k?，Vr=12V。
V0为1.871 V-4.680V之间的一个值，由(5.2.10)的比例部分知静态时，Vf=Vr-V0=12-V0，所以Vf的范围为:7.320V -10.129V，这样反馈比例系数Kf就可以确定了。反馈比例系数由电阻分压构成，调节分压电路中的电位器，我们可以改变系数Kf,使的主电路输出在一个范围之间可调。4.5保护电路的设计4.5.1软启动电路的设计软启动电路分为两部分内容，其一是输入电网分段启动，在合闸时先接入限流电阻，将合闸浪涌电流限制在设定范围内，待输入电容充满电后(一般充电时间为2-6秒)，再将该电阻短接。另一部分时稳压电源输出电压亦需要软启动，因为一般PWM型稳压电源的输出滤波电容较大，输出电压的突然建立将会形成非常大的电容充电电流，叠加在负载电流上，它不仅会使高压开关管负担过重而可能损坏，而且由于持续时间长，往往会引起过流保护电路发生误动作，若为了避免由此引起的误动作而将保护电路调的非常迟钝，则将会增加过流保护的不安全性，所以PWM型稳压电源必须具有输出电压软启动功能。这两种软启动电路都是非常重要的，前一种可称为硬控制，后-种可称为软控制。对于后一种软启动电路，我们在前面的章节己经介绍过，如图4-9中所示，只要在UC3825的第8管脚接入一个电容C, UC3825通过内部集成的电路就可以完成对软启动的控制，一般启动时间为数百毫秒。对于前一种软启动电路的设计，如图4-9所示。XXXI图4-9输入电压软启动原理图图4-9中，Uj为一触发器，Ug为一光耦合器，Uk2表示触发器的控制端，它将控制触发器的开关是打向Jl还是打向J2，在启动时，Uk2为一低电平，控制触发器的开关在原始位J1，启动电压经过R1限压稳流，光耦合器Ug由于R1两端的压降而工作，使Uk3为低电平；同时，电容C2充电，使Uk3变为高电平，Uk3通过D触发器控制Uk2变为高电平，控制触发器的开关打向J2，电路将绕过软启动电阻直接输出到后级电路。输出软启动和输入软启动应结合起来考虑，理想的配合是输入电容充电完毕，限流电阻被短接后，输出电压才由零逐渐增大到额定值，以避免限流电阻上承受极大的损耗。4.5.2过流过压保护(1) 过流保护开关电源通常设有电流保护电路，当负载电流超过设定值或发生短路时，对电源本身提供保护，系统的过流保护在系统的安全性方面占有重要的地位，过流保护我们采用了三重保护:一是在系统的输入级的三相交流引入处安置熔断保险管，在系统出现短路和其它意外重大故障的时候切断外部电源的输入以保护系统免受损坏；二是在用于控制软启动的触发器后级安置熔断保险管，以防止启动浪涌电流的过大而破坏功率器件；三是系统的最主要的过流保护部分，通过对系统电流的检测来控制PWM信号脉宽从而达到过流保护的目的，过流保护电路的型式有三种。下面将详细介绍。XXXII① 切断式保护。切断式保护的原理框图如图4-10所示。图4-10切断式保护电路原理框图电流检测电路检测电流信号，经电流--电压转换电路转换成电压信号，再经过比较电路进行比较，当负载电流达到某设定值时，信号电压大于比较电压，比较电路产生输出触发故障锁存器，使控制电路失效，稳压电源输出被切断。 ② 限流式保护。限流式保护的原理框图如图4-11所示。图4-11限流式保护电路原理框图限流式保护电路和切断式保护电路的差别在于电压比较电路的输出不是使整个控制电路失效，而是取代误差放大器控制V/W电路输出的脉冲宽度。当负载电流达到设定值时，保护电路工作，使V/W电路输出脉宽变窄，稳压电源输出电压便下降，以维持输出电流在某设定的范围内。 ③ 限流―切断式保护。限流―切断式保护电路分两个阶段进行，当负载电流达到某设定值时，保护电路动作，输出电压下降，负载电流被限制；如果负载电流增大至第二个设定值时，保护电路进一步动作，将电源切断。这是上述两种保护方式相结合的产物。本系统采用的是第三种过流保护方式，设定了两个整定值，1.0V和1.2V当电流检测电路的输出超过1.0V时，启动限流保护方式，输出脉冲终止，当电流检测电路的输出超过1.2V时，启动切断保护方式，故障锁存器置位，系统重新软启动，这部分的功能全部由UC3825自动完成。外部电路只需完成电流检测和I/V转换，并将转换的电压信号输入到UC3825的第9脚。电流检测电路如图4-12所示。XXXIII图4-12过流保护电流采样电路图4-12中，指的是高频变压器T1的原边输入电流，ie表示待检测的电流，T1是用来检测电流的类似于电流互感器的电流变压器，因为ie是高频变化的交流，所以变压器T1的副边要经过整流，Uk9接到UC3825的第九个端口，通过UC3825来控制过流后的-系列动作。详细情况在上面UC3825的电路分析中已经说明。图4-12中的电容C是噪音滤波电容器，用来滤掉干扰，以防止过流保护电路的误动作。(2) 过压保护为了保护负载，开关电源需要设计输出过电压保护电路，过电压保护电路如图4-13所示。图中UG表示光耦合器，选用TIL117, TL表示一个可编程的精密电压基准43IL，主电路的输出电压VOUT过R1、R2、R3、R4分压后加入到精密电压基准的基准(R)端，从图4-13中可以知道，TL的阴极接到光耦合器的3端，当基准电压Vref达到2.5V时，阴极电流IK突然增大，使得光耦合器工作，Uk6变为低电平，而Uk6连接到UC3825的输入启动端(SS)，这样迫使启动电容放电，系统重新软启动，实现过压保护的目的，保护负载的安全。图4-13 过压保护电路4.6 辅助电源辅助电源是给控制部分供电的，分为两部分:一部分是UC3825以及其它控制XXXIV部分的电源，另一部分是电压反馈环节的电源。因为反馈环节和控制部分是通过线性光祸合器隔离的，所以工作电源也是两个不共地的电源。图4-14辅助电源电路图(控制部分)第一部分电源是从三相电源中取线电压经过工频变压器变压后全波整流，然后由摩托罗拉公司的专用DC-to-DC变换器控制电路芯片MC33063A提供+12V的直流工作电源供给控制电路。具体电路如图4-14所示。MC33063A是一系列单片控制电路，包含直流到直流变换器所要求的主要功能，这些器件由一内部温度补偿基准、比较器、带激励电流限制电路的控制占空比振荡器、驱动器及大电流输出开关组成。有如下的特点:.3.0V到40V输入作业.低备用电流.电流限制.输出开关电流1.5A.输出电压可调.1 OOKHZ工作频率.基准精度2%第二部分的电源是由UC3825的CLK端经过触发以后，通过高频变压器隔离变压后整流输出。如图4-15所示。由图中知，此电源因为有高频变压器的隔离，所以和UC3825是隔离的，与第一部分的电源也不共地。图中的CLK由UC3825的时钟提供，+12V是控制部分的辅助电源，如图4-15中的VOUT，电压反馈电路的电源为图4-15中的VO。XXXV图4-15辅助电源电路图(反馈部分)4.7 均流电路设计4.7.1 概述大功率电源系统需要采用若干台开关电源并联，以满足负载功率的要求，并联系统中，每个变换器只处理较小的功率，降低了应力，还可以应用冗余技术，提高了系统的可靠性。由于大功率负载需求和分布式电源系统的发展，开关电源并联技术的重要性日益增加。但是并联的开关变换器模块间需要采用均流(Current sharing)措施，它是实现大功率电源系统的关键。用以保证模块间电流应力和热应力的均匀分配，防止一台或多台模块运行在电流极限(限流)状态。对若干个开关变换器模块并联的电源系统，基本要求是:(1)各模块承受的电流能自动平衡，实现均流；(2)为提高系统的可靠性，尽可能不增加外部均流控制的措施，并使均流与冗余技术结合。(3)当输入电压或负载电流变化时，应保持输出电压稳定，并且均流的瞬态响应好。4.7.2 开关电源并联系统常用的均流方法开关电源并联系统的均流方法很多，常用的有:(1) 输出阻抗法调节开关变换器的外特性倾斜度(即调节输出阻抗)，以达到并联模块接近均流的目的。有的文献中称为电压调整率法，国外文献中称为Droop法。这种方法是最简单的实现均流的方法，本质上属于开环控制，在小电流时电流分配特性差。其缺点是:电压调整率下降，为达到均流，每个模块个别调整；对于不同额定功率的并联模块，难以实现均流。所以一般在电压调整率要求高的电源系统中不能应XXXVI用。(2) 主从设置法这一方法适用于有电流型控制的并联开关系统中。它是在并联的n个变换器模块中，人为指定其中一个为“主模块”(Master Module)，而其余各模块跟从主模块分配分配电流，称为从模块(Slave Modules)。用主从设置法的均流的主要缺点是:①主从模块间必需有通讯联系，使系统复杂。②如果主模块失效，则整个电源系统不能工作，因此这种方法不适用于冗余并联系统。③电压环的带宽大，容易受外界噪声干扰。(3) 按平均电流值自动均流法应用这一方法，要求并联各模块的电流放大器输出端通过一个电阻R接到一条公用母线上，称为均流母线(Share Bus)。通过电阻R上的电压差，由均流控制器产生均流控制电压VC,VC与基准电压Vr综合后再与反馈电压Vf进行比较放大后，产生电压误差Ve，控制PWM及驱动器。平均电流法可以精确的实现均流，但具体应用时，会出现一些特殊问题。例如，当均流母线发生短路，或接在母线上的任一个模块不能工作时，母线电压下降，将促使各模块电压下调，甚至到达其下限，结果造成故障。4、最大电流法自动均流图4-16最大电流法自动均流法电路原理图这是一种自动设定主模块和从模块的方法，即在个并联的模块中，输出电流最大的模块，将自动成为主模块，而其余的模块则成为从模块，它们的电压误差依次被整定，以校正负载电流分配的不平衡。这种方法现在技术比较成熟，效果比较好，是本系统拟采用的方法。这种方法的原理如图4-16所示。由于二极管D的作用，均流母线上的电压Vb反映的是并联各模块的VI中的最大值。由于二极管的单向性，只有对电流最大的模块，二极管才导通，a点方能通过它与均流母线相连。设正常情况下，各模块分配的电流XXXVII是均衡的，如果某个模块电流突然增大，成为n个模块中最大的一个，于是，VI上升，该模块自动成为主模块，其它模块为从模块，这时Vb=VImax，而各从模块的VI与Vb=VImax比较，通过调整放大器调整基准电压，自动实现均流。但是，由于二极管的正向压降总是存在的，所以主模块的均流会有误差。为了减少主模块的这种误差，根据最大电流法自动均流的原理，Unitrode IC公司开发的“均流控制器集成电路”UC3907设计了一个单向缓冲器代替二极管。UC3907根据对模块电流的监控，由均流母线电压确定哪个模块的输出电流最大，指定它为主模块，主模块状态指示器工作，而其余均为从模块，它们的电流跟随主模块的输出电流，误差在2.5%之内。这种均流方法，均流母线开路或短路都不会影响各电源模块的独立工作。XXXVIII第5章 铅酸蓄电池铅酸蓄电池由于其制造成本低，容量大，价格低廉而得到了广泛的使用。但是，若使用不当，其寿命将大大缩短。影响铅酸蓄电池寿命的因素很多，而采用正确的充电方式，能有效延长蓄电池的使用寿命。5.1 蓄电池充电理论基础上世纪60年代中期，美国科学家马斯对蓄电池的充电过程作了大量的试验研究，并提出了以最低出气率为前提的，蓄电池可接受的充电电流曲线，如图5-1所示。图5-1最佳充电曲线即:在保持微量出气的情况下，铅酸蓄电池能够接受的最大充电电流是一条指数规律衰减曲线―铅酸蓄电池最大受力特性曲线。其方程式为:i?I0e充电时间。 ?at 式中:i为充电电流；Io为初始最大充电电流；a为最大接受力比，a=i/c；t为对铅酸蓄电池而言，该理论提供了最好的充电方法:用最大速度而又不出气的在一定温度下充入放电容量的90%以上，而后充电速度按蓄电池最大接受力特性曲线下降。实验表明，如果充电电流按这条曲线变化，就可以大大缩短充电时间，并且对电池的容量和寿命也没有影响。原则上把这条曲线称为最佳充电曲线，从而奠定了快速充电方法的研究方向。5.2 蓄电池的常规充电方法蓄电池一般应在5℃-35℃范围内进行充电，低于5℃或高于35℃都会降低寿命，充电的设定电压应在指定范围内，如超出指定范围将造成蓄电池损坏、容量XXXIX降低、寿命缩短。5.2.1 恒压充电方式其充电曲线如图5-2所示。充电时，充电电压为一固定值，充电电流随着蓄电池电压的升高而减小，充电电压适当，可避免过度充电。此时要求开关电源充电机有良好的稳压特性。图 5-2 恒压充电方式曲线5.2.2 恒流充电方式其充电曲线如图5-3所示。它是用调整充电装置输出电压或改变与蓄电池串联电阻的方法，来保持充电电流不变的充电方法。充电时，蓄电池端电压逐渐升高，充电电压随时调整，以使充电电流不变。此方法充电速度快，但由于电池的可接受电流能力是随着充电过程的进行而逐渐下降的，到充电后期，沸腾现象强烈，既消耗电能，又损坏极板。此时则要求开关电源充电机有良好的稳流特性。图5-3 恒流充电方式曲线5.2.3 恒流--恒压充电方式采用恒流和恒压相结合的快速充电方法，如图5-4所示--充电初期用较大电流充电，随着蓄电池电压升高(电压达到2.4V-2.6V)，充电电流减少一半。然后，XL改为恒电压完成剩余的充电。图5-4 恒流-恒压充电方式曲线5.3 快速充电技术为了能够最大限度地加快蓄电池的化学反应速度，缩短蓄电池达到满充状态的时间，同时，保证蓄电池正负极板的极化现象尽量地少或轻，提高蓄电池使用效率，因此，快速充电技术近年来得到了迅速发展。下面介绍目前比较流行的几种快速充电方法。这些方法都是围绕着最佳充电曲线进行设计的，目的就是使其充电曲线尽可能地逼进最佳充电曲线。5.3.1 脉冲式充电法这种充电法不仅遵循蓄电池固有的充电接受率，而且能够提高蓄电池充电接受率，从而打破了蓄电池指数充电接受曲线的限制，这是蓄电池充电理论的新发展。脉冲式充电法是用脉冲电流对电池充电，然后让电池停充一段时间，如此循环，如图5-5所示。图5-5 脉冲充电方式曲线5.3.2 变电流间歇充电法这种充电方法建立在恒流充电和脉冲充电的基础上，如图5-6所示。其特点是将恒流充电段改为限压变电流间歇充电段。充电前期的各段采用变电流间歇充电的方法，保证加大充电电流，获得绝大部分充电量。充电后期采用定电压充电XLI段，获得过充电量，将电池恢复至完全充电态。通过间歇停充，使蓄电池经化学反应产生的氧气和氢气有时间重新化合而被吸收掉，使浓差极化和欧姆极化自然而然地得到消除，从而减轻了蓄电池的内压，使下一轮的恒流充电能够更加顺利地进行，使蓄电池可以吸收更多的电量。图5-6变电流间歇充电法曲线5.3.3 变电压间歇充电法在变电流间歇充电法的基础上又有人提出了变电压间歇充电法，如图5-7所示。图5-7 变电压间歇充电法曲线与变电流间歇充电方法不同之处在于第一阶段的不是间歇恒流，而是间歇恒压。比较图5-6和图5-7，可以看出:图5-7的充电曲线更加符合最佳充电曲线。在每个恒压充电阶段，由于是恒压充电，充电电流自然按照指数规律下降，符合电池电流可接受率随着充电的进行逐渐下降的特点。XLII第6章 总结与展望近年来，随着电力电子技术飞速的发展，一些直流用电设备对直流电源系统的要求越来越高，不但输出电流大，而且对电压纹波、稳压精度、过载能力、效率等指标要求也很高，因此，研究大容量、高性能直流电源系统是很有必要的。本文提出了大功率直流开关电源系统主电路、控制电路以及监控系统的详细设计方案。在此基础上完成了硬件电路的设计，得出以下几点结论:(1)在高频变压器的设计中，磁芯的选择、绕组的绕制等多个环节可能需要反复设计实验才能达到理想的效果。(2)PWM驱动电路的设计是非常关键的，MOSFET的驱动波形的好坏也直接关系到整个电源系统的整体性能。(3)此外，直流滤波环节参数的选取也很重要，需要反复试验才能达到较好的滤波效果。(4)通过并联均流控制，多个电源模块并联运行时，按平均值的均流方法可以得到很好的均流效果。由于时间的限制，还有以下一些后续工作有待完成:(1)高频变压器的更进一步优化设计，高频变压器存在着温升偏高的问题，开关噪声偏大。可以在磁芯选择，制作工艺上做一些优化工作。(2)吸收回路的一些参数需要优化，吸收回路的一些吸收电阻功率偏高，影响装置的可靠性。(3)装置的散热风路有待重新设计，使得系统散热效果加强，延长装置使用寿命。(4)电源效率还有较大的提高余地，离高效率电源还有较大差距。(5)电磁兼容的设计有待进一步深化。通过对高频开关电源基本理论的研究，对开关变换器各种拓扑结构的分析论证，期望设计出一种实用于电力系统直流操作电源的高频开关电源整流模块，以替代现在使用的相控整流电源，为电力系统提供一种重量更轻、体积更小、效率更高、安全性更好的一种整流模块。XLIII参考文献[1]王水平.武芒.开关电源及其发展动态.电子科技.1996(2): 3～10[2]张占松.蔡宣三.开关电源的原理与设计.北京:电子工业出版社，～302[3]张占松.蔡宣三.开关电源的原理与设计(修订版).北京:电子工业出版社，[4]贾正春.马志源.电力电子学.北京:中国电力出版社，～279[5]李爱文.现代通信基础开关电源的原理和设计.北京:科学出版社，[6]汪阳.智能高频开关电源的研究，武汉大学硕士学位论文，2002[7]唐敏.黄刚.开关电源及其功率材料的现状与发展.科技动态，～24[8]Andre A Jaecklin. 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